Présentation

Dernière mise à jour le 03/10/2013

Présentation

Il existe des leds bicolores à 2 ou 3 pattes , avec 2 pattes la couleur est différente suivant le sens du courant ( rouge ou vert ) ,et avec 3 pattes la cathode est la patte commune au centre ; la première patte est l’anode rouge et la 3éme l’anode verte ; si les deux anodes sont alimentées cela donne une troisième couleur orange.

Tension et intensité des leds bicolores

Caractèristiques

Pour ma part j’utilise une led bicolore du type 105BIC3P (3 pattes).

Fonctionnement

Alimentation de la led bicolores (type:105BIC3P)

Avec une alimentation de 9Vdc ou une pile je mets en série une résistance R1 qui va limiter le courant à 6mA et une chute de tension de 7,4V à ses bornes (9-1,6=7,4V).
Les deux interrupteurs permettent d’alimenter la led rouge ou la led verte.

Valeur de la résistance R1
Pour obtenir une tension de 1,6V (tension de seuil) aux bornes de ma led bicolore et avoir un courant de 6mA la valeur de la résistance doit être de R1=(9-1,6)/0,006=1233 Ohms ce qui donne une résistance de 1,5K Ohms (valeur normalisé).

Essais

Infrarouge

Le principe technologique contenu dans les barrières infrarouge repose sur l’émission puis la réception d’un faisceau infrarouge. Avec une longueur d’onde supérieure à celle de la lumière visible (950nm), les faisceaux IR sont invisibles à l’œil nu rendant discret toute protection périmétrique utilisant cette technologie.

Infrarouge actif
On parle d’infrarouge actif lorsque le faisceau est généré par une source de lumière IR en direction d’un récepteur analysant le signal reçu. Afin d’obtenir de bonnes performances de portée du signal, les faisceaux provenant de l’émetteur sont pulsés permettant ainsi d’avoir beaucoup d’énergie dans les faisceaux tout en prolongeant la durée de vie des composants.



Problématique
Les faisceaux émis par les cellules infrarouge ont une forme de cône (angle d’ouverture 2°) et non une droite fine et régulière. La hauteur du cône à une distance de 100m est d’environ 3m. Conséquence, le faisceau émis par une cellule émission est capté par l’ensemble des cellules réception composant la colonne et ce pour chaque cellule émission.

Test d’une diode infrarouge

Plusieurs internautes mon demandé si il était possible de faire un montage électronique en utilisant une diode infrarouge afin de pouvoir piloter une petite led à distance.
La réponse est oui !! Mais pour compliquer le tout ils mon aussi fait parts de leurs problèmes rencontrés c’était que plus le récepteur était lon de l’émetteur et plus le signal était faible entrainant souvent la non alimentation à distance d’une petite led…
 

 
Bon ! et bien vous savez quoi?! de mon côté ,j’ai retrouvé dans mes tiroirs une diode émettrice infrarouge L-7113 puis son récepteur infrarouge LTE-4208 type photodiode. Il ne reste plus qu’à faire un montage électronique avec ces 2 composants afin de me lancer dans ce défis et d’alimenter cette petite led qui pour moi sera rouge. Voyons maintenant si celle-ci va pouvoir s’allumer ou bien s’éteindre à plusieurs mettre de distance.

Diode émettrice IR

Concernant les diodes émettrices, il faut savoir une chose qui est assez importante pour une diode qui émet de l’infrarouge, c’est sa Longueur d’onde spectrale maximale (Peak Spectral Wavelength). Pour ma diode IR cette onde est de 940nm(nanomètre) pour un courant de 20mA avec une chute de tension entre son anode et sa cathode de 1,2V. C’est dans cette proportionn que l’infrarouge est à son maximum (à vous de voir sur le DataSheet ces caractéristiques)
Avec tout ces explication , il ne reste plus qu’à déduire la résistance à mettre en série pour la protégée sachant que celle-ci sera alimentée sous une pile de 9V (tant qu’à faire autant pouvoir se déplacer dans la maison) .R=U/I=(9-1,2)/0.020 = 390Ohms (valeur normalisée)

Alimentation Diode émettrice IR

Schéma très simple vous ne trouvez pas ?!

Diode réceptrice IR

Alors là !! C’est une autre paire de manche !! Et il va falloir quand même réaliser des petits tests pour voir comment celle-ci réagit sans recevoir l’infrarouge.

C’est donc pour cela que je vous ai fait un autre chapitre présenté ci-dessous afin de voir les différents comportement de la diode réceptrice IR

Les tests en plein jour…

Pour ces tests, je vais utiliser une pile de 9V, et alimenter la diode émettrice à travers différente résistance qui seront:

1er Test résistance de 1K

Courant qui circule pile – diode – masse = 54,9µA

2ème test résistance de 10K

Courant qui circule pile – diode – masse = 37,3µA

3ème test résistance de 1M

Courant qui circule pile – diode – masse = 15,25µA

4ème test résistance de 10M

Courant qui circule pile – diode – masse = 1,50µA

Conclusion des tests en plein jour

Le courant dépend de la résistance mais aussi de l’endroit lumineux, plus la diode émettrice aura sa lentille dirigée dans un endroit extrêmement lumineux et plus le courant va augmenter, et pour le fun, c’est d’ailleurs ce que nous allons voir mais avec des test en plein soleil en utilisant les même résistances afin de voir le comportement de la diode émettrice lorsque celle-ci est soumise à un environnement lumineux plus important.

Les tests en plein soleil…

Comme dis précédement, mais cette fois-ci en plein soleil et en utilisant les même composants en voici les résultats

1er Test résistance de 1K

Courant qui circule pile – diode – masse = 160,7µA

2ème test résistance de 10K

Courant qui circule pile – diode – masse = 104,4µA

3ème test résistance de 1M

Courant qui circule pile – diode – masse = 15,41µA

4ème test résistance de 10M

Courant qui circule pile – diode – masse = 1,50µA

Conclusion des tests en plein soleil

Le courant dépend bien de l’endroit lumineux la preuve puisque avec les même composants le courant est différent. Cependant on remarque que plus la résistance est élevée, et plus le courant reste constant, en revanche ce n’est pas le cas lorsque la diode se retrouve dans un endroit obscure et la le courant quant à lui chute énormément. Il en résulte que la lentille à des inconvénient lorsque celle-ci se retrouve dans un endroit lumineux .

Besoin d’une casquette??

Quelle drôle didée!!! mais pourquoi faire une casquette? regardez lorsque vous sortez à l’extérieur et que le soleil tape en ce beau moi de septembre, qu’est ce que vous faite? vous mettez une caquette pour vous protéger des rayon du soleil. à l’inverse ceraine personne lorsqu’il regarde au loin il se mette la main proche du front pour coupé les rayon lumineux qui vous gène ou bien en conduisant baisser le pare soleil. Et bien peut-être que cette diode à besoin de la même chose?? c’est dommage que celle-ci ne parle pas et qu’elle nous expose son problème clairement!!!
Afin de couper les rayon lumineux j’ai décidé de fabiquer un petit tube en papier carton afin de couper les rayons lumineux et de proteger la lentille. J’ai utiliser la résistance de 1K et j’ai fait une nouvelle mesure de courant

Vous pouvez apercevoir sur la photo que j’ai rajouté une petit cylindre noir qui entour la diode émettrice, en ce qui concerne le courant qui circule de la pile à la diode et de la diode à la masse = 9,1µA alors que précédemment il était de plus de 50µA!!! pas mal cette casquette!!!

Emetteur / récepteur

Sur les premiers photo en haut à gauche sans diode IR et à droite avec la diode IR, le courant comme le montre ces 2 photos varie fortement si source IR

Problème de détection??

Calculs valeurs des composants

La question que vous devez vous posé, c’est est-ce que la diode sera utilisée dans un environnement très lumineux ? Allez…Disons que… oui…. Dans ce cas, la “casquette” sera toujours mise sur la tête de la diode (je vous rappelle protéger les yeux de la lentille puisque celle-ci est très sensible en rayons lumineux).
Pour ce circuit électronique, je vais utiliser une résistance de 1K (1000 Ohms) qui sera en série avec la photodiode (diode réceptrice). Avec le tube qui coupe les rayons lumineux et qui protège la lentille, nous tournons autour d’un courant de 13,8µA (sans que l”emetteur émet un rayon infrarouge), si par contre j’envoie directement un signal infrarouge en direct sur la lentille de la diode émettrice ou photodiode, forcément le courant va donc augmenter, puisque plus la source lumineuse est important et plus le courant est important, nous obtenons donc un courant d’environ 74µA qui traverse la résistance R1 pour ensuite traverser la photo diode afin d’arriver au nœud où est situé la résistance R3 ainsi que la base du transistor.
 
Pour le calcul il suffit de raisonner ainsi, nous avons une led rouge qui réclame un courant de 10mA le courant de base vaut donc 200 fois moins que le courant Ic soit Ib=0.010/200=50µA. Comme le courant au niveau de la base est de 74µA à l’état actif, c’est à dire lorsque un rayon IR est présente sur la lentille, la led rouge D1 doit donc s’éclairer. Afin que celle-ci ne se déclenche pas en raison de l’endroit ou elle est située (espace lumineux), la résistance R3 permet de “contrôler” le déclenchement de la led D1 et cela permettra d’éviter des détections de lumière non désiré.
 
Sachant que pour un courant de 74µA et que la base à besoin d’un courant de 50µA pour déclencher la led D1, j’ai donc mis une résistance de 33K afin d’obtenir une tension d’environ 0,7V à 0,8V à ses bornes (le 2N22222A admet un chute de tension Vbe maxi de 2V à ne surtout pas s’approcher et je vous déconseille aussi de vous approcher des 1V!!!)

Schéma récepteur IR 001

Afin d’améliorer la distance le schéma précédent ne pouvais obtenir une portée supérieur à 10cm et c’était bien ennuyant!! J’ai donc amélioré ce montage électronique en remplaçant le transistor 2N2222A par deux transistors 2N2222A afin de faire ce qu’on appel un montage dit montage Darlington qui permettra d’augmenter le gain en courant. Bon je suis passé de 10 cm à 2 mètres en changeant la valeur de la résistance R3 et en augmentant son calibre (testé avec 10M). Et oui!! avaec un montage Darlington le courant de base est très faible et tres sensible si la diode receptrice capte de la lumière qui n’est pas désirée dans ce cas à vous d’améliorer la valeur de la résistance R3 en fonction de la luminosité de la pièce dans laquelle vous êtes située mais aussi en fonction de la distance où ce capteur IR sera placé par rapport à son émetteur.

Prototypage 001

Je me suis placé dans une pièce dans laquelle il faisait un peu plus sombre, puis changé plusieurs fois la valeur de R3 afin que cette résistance soit bien adaptées aux niveaux de la luminosité de la pièce… Oui!!Oui pas facile va falloir tester des valeurs de résistances R3 différentes afin de ne pas perturber l’émetteur et que la led ne reste pas toujours allumée…

Moduler un signal infrarouge ou émission pulsée

Comme vous avez pus le constaté il est pas vraiment facile de déterminer la résistance R3 en fonction de la luminosité et de la distance entre l’émetteur et son récepteur. En gros, afin d’améliorer ce montage électronique on ne touche pas au récepteur mais on augmente la puissance émise de la diode IR. Un essai purement optique: mettre une lentille convergente devant la led de l’émetteur: la portée sera augmentée… mais le pointage devra etre plus precis ! ou bien encore d’augmenter de façon notable la puissance d’émission il “suffit” d’augmenter le courant dans la led infrarouge et de moduler plus vite. Effectivement, On peut faire passer un grand courant dans une led à condition de le faire passer très vite, et à ce moment là on emmet plus loin.
Et c’est pour cette dernière solution que j’opterai alors pourquoi pas commencer à comprendre et à réaliser ce nouveau montage électronique?.

Schéma 002

Reprenons un autre montage mais restons toujours sur le montage de base en retirant uniquement la résistance R3. Ce nouveau montage 002 permet de moduler le signal via un Arduino qui celui-ci utilise un microcontrôleur de type ATMEGA328. Le microcontrôleur ne fais que d’envoyer des signaux par impulsion sur une fréquence de 100Hz. Pour mieux comprendre l’intérêt d’envoyer des signaux dit “pulsée” voici un aperçu du graph

Graph

Comme vous pouvez le constater sur une période de 10ms, seulement des “pointes” en formes de créneaux apparaissent à savoir que la largeur de ces créneaux mesures 666µs. Pour mieux comprendre:

Calcul de la valeur moyenne

Il suffit de calculer l’air d’un rectangle sur une période et de diviser l’air calculer par la période. Une période correspond à un signal qui se reproduit identiquement dans le temps. ici la période vaut 10ms. Sachant que la diode infrarouge admet un courant moyen de 20mA sur une fréquence de 100Hz la valeur continu qui est la valeur moyenne du signal sera de 20mA, ainsi la diode IR verra à ses pattes une valeur moyenne de 20mA avec des pointes d’intensité de 300mA ce qui favorisera la distance de l’émission. Voilà pour ce qu’il en est d’un signal pulsé.

Programmation en C

void setup() 
{
 pinMode(11,OUTPUT);
}
void loop() 
{
  digitalWrite(11,HIGH);
  delay(9);
  digitalWrite(11,LOW);
  delayMicroseconds(666);
}

Prototypage 002

Suite à mes essais la portée est beaucoup plus importante et plus efficace que ma télécommande de télévision.

Dernière mise à jour le 09/10/2017

Présentation

Il vous arrives quelque fois de faire des tonnes et des tonnes de calculs et que ces valeurs que vous avez trouvées sur votre papier, ou votre cahier, ou bien l’énorme tableau blanc fixé au mur sont différentes avec les valeurs trouvées par simulation? Mais pourquoi avoir un écart aussi grand ou pourquoi les valeurs calculées non rien à voir avec la simulation ?
Cela tombe bien vous vous trouvez au bon endroit, et c’est ce que nous allons voir dans ce présent article.

Déterminations des paramètres d’un transistor NPN

Prenons exemple sur le 2N2222, nous allons tracer la fonction de transfert de celui et détaillé précisément lorsque le transistor est dans la zone de saturation ou bien en contraire lorsque il est ouvert mais passant dans ce cas le gain noté β (béta).
Pour un courant de base Ib=1mA et pour une tension Vce=1V nous avons ce type de fonction de transfert:

Pour un courant de base Ib=2mA et pour une tension Vce=2V la fonction de transfert reste identique:



Il en est de même pour un courant de base Ib=10mA et une tension Vce=1V….




Regardons de plus prêt la fonction de transfert de notre 2N2222, il y’a une portion linéaire zone non saturé, et une portion ou le transistor 2N2222 va saturer. En effet la zone linéaire le rapport Ic/Ic= β est présent en revanche il ne l’est plus lorsqu’on se trouve dans la zone de saturation. A gauche de la droite en rouge correspond la zone linéaire du 2N2222, et a droite la zone de saturation.


Prenons un exemple, trouvons nous dans la zone linéaire :
Pour un courant de Ic=20mA nous avons un courant Ib=121µA, le rapport β=Ic/Ib=(0.020/0.000127)=157.


Pour un courant Ic=5mA nous avons un courant Ib=26,8µA, le rapport β=Ic/Ib=(0.005/0.0000268)=186.


Maintenant concentrons nous sur la partie de saturation le plus a droite possible de la droite en rouge

Pour un courant de Ic=30mA nous avons un courant Ib=952µA, le rapport β=Ic/Ib=(0.030/0.000952=31.



Pour un courant Ic=2.6mA nous avons un courant Ib=952µA,le rapport β=Ic/Ib=(0.0026/0.000952)=2.



Le gain ne fonctionne plus, dans ce cas le transistor et saturé (100% passant)
Nous connaissons avec certitude les paramètres de notre transistor 2N2222, nous pouvons à présent réaliser un montage électronique très simple.
Nous voulons aux bornes de la résistance R3 une tension de 2,5V, pour un courant Ie=Ic=5mA mais avec un gain (d’après nos relevés il est de 186) et une tension Vcc=10V

R3=Ur3/Ie=2,5/0,005=500 ohms
La chute de tension aux bornes de notre 2N2222 (Vce=0,4V allez voir…)
R2=(Vcc-Vce-Ur3)/Ic=(10-0,4-2,5)/0.005=1420 ohms
En ce qui concerne la résistance R1 (résistance limitant le courant de base) est de:
R1=(Vcc-Vbe-Ur2)/(Ic/ β)=(10-0,7-2,5)/(0.005/186)=128544 ohms

SOUS PROTEUS

Prenons un exemple de transistor le BC548 :
Nous voulons un courant de Ic=1mA, le gain du transistor est de environ Béta=150 (pour 25°C) , Ib=Ic/Béta=0.001/250=4µA. La chute de tension Vbe=0,6V, La tension au point A est de 6V il faut donc rajouter une résistance Rb=(6-0,6)/0,000004=1,35Mohms.
La théorie et la pratique ne forme qu’un….

Maintenant prenons un courant Ic=10mA, le gain est de environ Béta=310 (pour 25°C)
Ib=Ic/Béta=0.010/310=32µA. La chute de tension est cette fois-ci de Vbe=0,7V, La tension au point A est de 6V il faut donc rajouter une résistance
Rb=(6-0,7)/0,000032=164300Ohms.



Ah !! Pourquoi une différence ?? C’est bizarre j’ai suivi le datasheet !!!
Explications :
Analysons d’après proteus le gain et le courant du transistor BC548, et regardons attentivement les résultats. Précédemment nous pour un courant Ic=1mA nous avons trouver (d’après le datasheet) un gain de 250.
Maintenant faisons intervenir la fonction de transfert du BC548 celui qui ce trouve dans le logiciel, et analysons la fonction de transfert de celui-ci.

Pour un courant Ic=1mA d’apres la fonction de transfert nous avons in courant Ib=5,50µA, le gain est donc Béta=Ic/Ib=0.001/0.000005,50=181.
La nouvelle résistance Rb=(6-0,6)/0.00005,5=981818Ohms !!!


Nous somme encore plus précis sur le courant Ic=0,99mA (alors qu’avant il était de 0,96mA!!!) Et oui !!! la subtilité est la !!
Reprenons maintenant pour un courant de Ic=10mA, le courant Ib=48,1µA, le gain est donc Béta=Ic/Ib=0.010/0.000048,1=207 (et non de 300 !!! vue précédemment).
La nouvelle résistance Rb=(6-0,6)/0.0000481=112266Ohms !!!



Le courant Ic=9,57mA proche des 10mA, en revanche en ayant utilisé le datasheet de ce transistor, le courant était de Ic=7,34mA loin de ce que nous avons imaginé.

CONCLUSION

En réalité il y’a toujours des différences ou incertitudes des mesures, quand on achète un transistor le datasheet nous donne une grandeur de mesure (à peu prés), il en est de même pour le logiciel, alors pour avoir une mesure extrêmement précise il faut simuler la fonction de transfert de celui-ci ainsi nos calcul seront justes…

Dernière mise à jour le 21/09/2013

Présentation

Si on mesure la résistance d’une ampoule à froid et qu’on la calcule ensuite à partir du courant qui parcourt le filament et de la tension à ses bornes, on constate une très grande variation. C’est que le tungstène qui constitue le filament est un métal dont la résistivité n’est pas constante.

Fonctionnement

La résistance à froid d’une ampoule à filament de tungstène d’une puissance de 60W a été mesurée égale à 60 ohms.
A chaud, c’est à dire soumise à une tension de 220 volts, on peut calculer avec la formule :
P = U² / R (avec P en W, U en volts et R en ohms)
que sa résistance s’établit à :
R = (220 x 220) / 60
R= 760 ohms.
En passant de 20 à 2700°C, le filament a vu sa résistance multipliée par 12.
Ce phénomène s’explique par le coefficient de température du tungstène.
En appliquant la formule
Rt°=R0[1+(a*dt°)], il est possible de déterminer la valeur de la résistance du filament.
Avec:

• R0 la résistance à froid
  
• a le coefficient de température du tungtène
  
• dt la différence de température entre froid et à chaud

En reprenant ce qui à été dis précédemment cela nous donne et en remplaçant à la fois R0 par la résistance de l’ampoule à 20°C et delta T par l’élévation de température (2700-20).
On peut calculer la valeur de la résistance du filament à chaud :
R=60 x (1+ 0.0044×2680)
R=60 x (1+ 11.792)
R=60 x 12.792
R=767 ohms
Cette valeur est très proche de celle calculée plus haut à partir des caractéristiques annoncées par le fabricant.

Coefficient de température par kelvin

Théories entrée ligne amplificateur

Questions
Bonjour à tous,
Je me pose la question sur un critère purement technique qu iest la sensibilité des entrées lignes (exprimée en mV) d’un amplificateur. Doit elle être la plus faible possible ? Je constate que globalement plus on monte en prix plus elle est basse. Quelle influence a cette sensibilité ?

Réponses
La sensibilité nominale est la tention qu’il faut appliquer à l’entrée d’un amplificateur pour que sa puissance de sortie soit à son maximum nominal.
Elle ne doit donc ni être la plus faible, ni la plus élevée possible : elle doit être adaptée au niveau de sortie de l’élément qui précède l’amplificateur dans la chaîne hi-fi.
Idéalement, les niveaux d’entrée et de sortie de chaque appareil hi-fi devraient être normalisés ; leurs propriétaires n’auraient alors pas à s’inquiéter de l’adaptation des niveaux entre les différents appareils.
Comme ce n’est pas le cas (sauf pour les lecteurs de CD et de SACD : 2 V RMS pour 0 dB numérique ; mais tous les fabricants ne respectent pas cette norme…), il faudrait en principe prendre le temps de régler les niveaux d’entrée et/ou de sortie des appareils (si cela est possible, or tous les appareils ne permettent pas de régler les niveaux d’entrée et de sortie).
La raison de cette nécessité est simple.

Soit par exemple: Un amplificateur ayant un gain de 100, une tension d’alimentation de 45 V, et une puissance de sortie de 100 W/8 ohms. Son niveau d’entrée nominal est d’environ 282 mV. C’est-à-dire que si un signal de 200 mV se présente à son entrée, le signal de sortie aura une puissance de 100 W dans une résistance de 8 ohms. La puissance se calcule de la façon suivante : P=UI, ou encore P=U²/R. Cette dernière formule permet de calculer la tension de sortie à partir de la puissance et de la charge ohmique : U=racine carrée de (PxR). Dans notre exemple, un amplificateur de 100W dans 8 ohms délivre une tension sinusoïdale efficace d’environ 28,2 V. On peut vérifier que la tension d’entrée ‘(0.282 V) multipliée par le gain (100) correspond bien à une tension de sortie de 28,2 V. A une tension sinusoïdale efficace correspond une tension de crête qui se calcule ainsi : U crête=U eff.x rac. carr. de 2 Dans notre exemple, U crête est d’environ 40 V (28,2xrac. carr. de 2).
Supposons maintenant que nous envoyions non pas 282 mV à l’entrée de notre amplificateur, mais 350 mV (0.35 V). Avec un gain de 100, cela produirait normalement une tension efficace de sortie de 35 V efficaces, soit environ 49,5 V crête. Problème Avec une tension d’alimentation de 45 V, notre amplificateur est incapable de reproduire un tel signal, dont les crêtes seront impitoyablement écrêtées à 45 V. Pour régler le problème, il suffirait de diminuer un peu la sensibilité d”entrée, mais encore faut-il que l’amplificateur dispose d’un tel réglage !
Voilà en tout cas un exemple qui montre en quoi les spécifications d’un amplificateur sont importantes : il faut en tenir compte pour être certain de ne jamais faire écrêter un amplificateur.

L’amplification

L’amplificateur sert, comme son nom l’indique à amplifier un signal donné. Grace à un enchaînement d’amplis, on peut donc faire en sorte que le chuchotement dans un micro sorte comme un tonnerre de dieu d’une enceinte de sono.
Imaginez donc : le chuchotement en question fait bouger la petite membrane d’un micro, lequel transformera ces mouvements en tension (environ 1/30ième de volt) ; ensuite ces quelques millivolts sont envoyés dans un pré-ampli (ex. console) et à sa sortie on récupère ce qu’on appelle un signal ligne (entre 1 et 2 volts). Ce signal attaquera ensuite un ampli de puissance (admettons de 1000 watt/ 4ohms). À sa sortie, on pourra ensuite mesurer environ 63 volts, ce qui suffira bien, pour faire bouger la membrane de votre enceinte de manière à ameuter le quartier.
Bien entendu rien ne se passe si on essaie de brancher l’enceinte sur le préamp (sinon un triste chuchotement) ou si vous branchez le micro dans l’ampli de puissance !!
En calculant le facteur d’amplification A de cette chaîne, on obtient :
Tension Us (sortie) divisée par Tension Ue (entrée) : A = 63 : 0,03 = 2100 !
Je veux pousser encore un peu plus loin ! Un ampli de 2 kilowatts sous 8 ohms délivre une tension de plus de 120 volts à sa sortie ! En partant d’un très faible signal de départ capté par exemple avec un micro statique qui envoie environ 1/100 ième de volt vers le preamp, le facteur d’amplification s’élève à 12000.
Pour justement éviter les calculs trop compliqués avec des différences de valeurs trop importantes (ici : Ue = 0,01 V et Us = 120 V), on a introduit le DECIBEL comme unité de mesure et de calcul.
Le décibel est une unité logarithmique et se calcule comme suit :
A est notre facteur d’amplification d’en haut, c’est-à-dire :
A égale tension sortie (Us) divisée par tension entrée (Ue)
Traduit en logarithmique cela donne : a (dB) = 20 x log (A)
a : facteur d’amplification en décibel
log : logarithme à la base 10
Pour nos deux exemple, on obtient donc :
1. A = 2100 => a = 20 log (2100) => a = 66,4 dB
2. A = 12000 => a= 20 log (12000) => a = 81,6 dB



Concrètement cela veut dire,que, si vous entrez 1 volt dans un ampli qui a un gain d’amplification de 26 dB, vous obtenez 20 Volts à sa sortie ou dans l’autre sens, si vous baissez le fader de votre console de 10 dB, la tension initiale tombera de plus de deux tiers ! (par exemple : de 1 volt à 310 millivolts)
Les amplis de sono ont généralement un gain d’amplification de 26 à 32 dB, ce qui veut dire qu’ils amplifient la tension d’entrée entre 20 à 40 fois.

Valeurs relatives et valeurs absolues

Cours mathématiques:

Les dB électriques
– Les dBm: L’existance du dBm est dûe à l’apparition du téléphone.
Les lignes étant au départ d’une impédance de 600 ohms
0 dBm correspond à un signal de 0.775 volt soit une puissance dissipée de 1mW.
0 dBm correspond donc à 0.775V (pour autant que l’impédance de charge soit de 600 ohms).
(Remarque: avec le temps, cette notion de 600 ohms a “disparu”. On garde alors 0 dBm = 0.775V quelque soit la charge).
– Les dBu et dBv: En “oubliant” cette histoire d’impédance, les dBu et dBv sont apparus.
0 dBv = 0 dBu = 0.775 volt.
– Le dBV: 0.775V n’étant pas forcément le plus facile à manipuler lors de calculs, le dBV (grand V !!!) est apparu. 0 dBV correspnd à un niveau électrique de 1 volt.
0 dBm = 0 dBu = 0 dBv = 0.775 V
0 dBV = 1 volt
– Les dB fs: La notion de dB fs est utilisée en numérique. Les signaux dépassant le niveau de 0 dB fs seront écrêtés. Ce qui veut dire que ces signaux ne pourrant pas être échantilonnés…
L’unité décibel est relative et elle exprime seulement la relation entre deux valeurs!
(exemple : A = Us / Ue). Pour arriver à avoir des valeurs concrètes, il faut définir une base de départ, ce qu’on a fait en introduisant les valeurs absolues comme le dBm, le dBu et le dBV.
Les Américains aiment plus travailler avec les dBV (certains fabricants ont introduit le dBv => v minuscule) et les Européens préfèrent les dBu ou les dBm. Quoi qu’il en soit, l’un sert aussi bien que l’autre, tant qu’on ne les confond pas.
Dans les fiches techniques de vos appareils, vous trouverez certainement une de ces valeurs sinon les deux :
0 dBu = 0,775 V ou 0 dBV = 1V
(c’est donc avec ces valeurs respectives, qu’il faut multiplier le facteur d’amplification A, pour obtenir une tension (U) concrète).
Si, dans les spécifications techniques de votre console, vous lisez ceci :
MAIN–OUT 4dbu, max. à 26 dBu
DIRECT-out 0dBu
TAPE-out -10 dBV
MIC-in -60 à –20 dBu
LINE-in -30 à +10 dBu

Cela veut dire en clair que :
Avec un signal à 0 dB sur vos LED de console, vous aurez une tension de 1,23 volts (4dBu) à la sortie main-out et que 15,5 volts (26dBu) est le maximum qu’elle pourra donner (saturation totale !!)
À la sortie direct-out, vous aurez une tension de 0,775 volt (signal à 0 dB sur les LED’s)
Le même signal n’aura que 0,24 volt sur la sortie tape-out
Le préamp peut encaisser des tensions de 1 millivolt à 1/10 ième de volt
L’entrée ligne peut prendre en charge des tensions de 0,03 V jusqu’à 3,2 volts
>
Si, à la place des dBu, les valeurs étaient données en dBV, vous obtiendriez :
4 dBV = 1,6 V et 26 dBV = 20 V
0 dBV = 1 V
–10 dBV = 0,31 V
etc.
Le niveau professionnel en studio et sono est généralement de 4 dBu (des fois 6 dBu) et le niveau home studio (et Hi-Fi) de –10 dBV, ce qui veut dire qu’en calant votre signal à 0 dB sur votre vu-mètre, vous aurez des tensions différentes selon qu’il s’agisse de matériel pro ou semi-pro !!
C’est assez important pour par exemple pouvoir caler les amplis et les limiteurs d’un système et éviter ainsi des saturations ou des problèmes de souffle etc.
La sensibilité d’entrée des différents amplis est rarement la même d’une marque à l’autre et il faut savoir interpréter les données des spécifications techniques (mode d’emploi).
Les amplis de sono professionnels ont normalement une sensibilité entre 3 et 6 dBu, ce qui veut dire qu’ils ont leur plein rendement (la puissance donnée dans la fiche technique) à 1,4 ou respectivement 2 volts.
Quand, sur une console (qui est calée par exemple à 4 dBu), vous réglez le signal de sortie sur 0 dB sur vos LED’s, vous saturez déjà légèrement l’ampli dans le premier cas tandis qu’il vous reste encore 2 dB de headroom (marge) sans saturation dans le deuxième cas, !
Attention : beaucoup d’amplis de bas de gamme ont une sensibilité très basse (0 à 2 dBu) et vous saturerez à coup sûr, si vous les attaquez avec une console calée à 4 dBu ! et un ampli qui sature constamment détruit tôt ou tard les enceintes !!



Assez souvent, on trouve aussi le cas contraire. On attaque un bon ampli (disons 4 dBu de sensibilité) avec une console home-studio (genre K7-multipiste, généralement calée à –10 dBV). Vous n’aurez donc jamais le son, car pour que l’ampli puisse fonctionner convenablement, il lui faut environ 1 volt !Or, la console calée à –10 dBV sort 0,3 volt à 0dB et il faudra aller jusqu’à 14 dB dans le rouge pour satisfaire l’ampli… saturation assurée !!!

La puissance

On a donc vu qu’une augmentation de 6 dB double la tension et qu’une diminution de 6 dB la réduit à moitié. Pour la puissance (watt) ça n’est pas le même calcul, tout simplement, parce que la puissance est calculée au carré.
La puissance P est égale la tension U au carré divisé par la résistance R :
P = UxU / R
Si on augmente la tension U de 6 dB (doublement), la puissance P sera quadruplée (UxU) !!
Ce qui nous donne le tableau suivant :



Donc, en ce qui concerne la puissance, 3 dB correspondent à un doublement et ainsi de suite.
Ceci veut dire aussi que, si vous baissez vos faders de sortie de 6 dB la tension de sortie tombera à moitié et votre ampli ne rendra qu’un quart de sa puissance d’auparavant !
En passant de 3 dB dans le rouge à la sortie console, la tension n’augmentera que de 0,5 volt (de 4 dBu vous passez à 7 dBu) , mais vous obligerez l’ampli à doubler sa puissance. L’ampli suivra sagement (au moins pour un petit moment), mais vos enceintes n’apprécieront pas ça !!

L’oreille humaine et le volume subjectif

Le volume du son (pression acoustique) est lui aussi converti logarithmiquement et chiffré en décibel. (et des fois en phon – une autre valeur logarithmique !)
Physiquement, la pression acoustique est mesurée en PASCAL (ou Newton/m2). La perception dynamique de l’oreille humaine étant immense, l’étendue du son le plus faible encore perceptible jusqu’au son le plus fort va à peu près de 0,00002 Pa à 1500 Pa. Pour éviter l’acrobatie des chiffres, on a converti les pascals en logarithme de la même façon que décrit plus haut en définissant les 0,00002 Pa comme point de départ, donc à 0 dB. On ne trouve pas de valeurs négatives (qui correspondraient à l’inaudible !) pour les mesures de la pression acoustique. Aux alentours de 130, 140 dB, l’oreille commence à rendre l’âme ! Beaucoup de musiciens savent de quoi je parle, sachant qu’un Marshall à donf ou une trompette à quelques centimètres atteignent sans problèmes ces pressions sonores et ça fait mal !
Une conversation normale correspond à environ 60 à 80 dB, un léger bruit de fond fait 40 à 50 dB.
Il faut savoir aussi que subjectivement le volume sonore double tous les 8 à 10 dB, mais ceci dépend aussi de la fréquence, car les médiums (entre de 1 et 4 kHz) sont toujours perçus beaucoup plus fort que les graves et les aigus ; et, moins le volume est fort, plus se creusera cette différence de perception !
Sur les chaînes Hi-Fi par exemple, on trouve le fameux réglage LOUDNESS, qui justement relève les aigus et les basses pour parer à ce déséquilibre à bas volume !

Les enceintes

Le rendement ou la sensibilité des enceintes et haut-parleurs sont donnés en décibel et là, on parle bien sûr de la pression acoustique !
Vous lisez par exemple : 97 dB 1W / 1M
Ceci veut dire que le rendement est de 97 dB pour 1 watt à 1 mètre de distance !
Pour obtenir maintenant le rendement en pleine puissance (admettons à 400 watts), il suffit d’additionner les dB ;
Si 1 watt = 97 dB => 400 watts = 97 + 26 dB = 123 dB
Ce qu’il faut savoir, c’est que la pression acoustique diminue elle aussi de façon exponentielle par rapport à la distance.
En doublant la distance, le son diminuera de moitié sa pression initiale (il aura donc perdu 6 dB) et ainsi de suite. On utilise de nouveau notre tableau pour le calcul de la pression sonore à une certaine distance.
Pour l’exemple ci-dessus :
Si notre enceinte a un rendement de 123 dB (400 W) à 1 mètre
Elle aura perdu 6 dB à 2 mètres et 12 dB à 4 mètres
À 20 mètres, la pression acoustique ne sera que de 97 dB, soit la valeur de 1 watt à 1 mètre. Et à 100 mètres, il en reste quand même encore 83 dB.
Ceci est bien sûr un peu (très!) théorique (et valable seulement pour le plein air), car la construction de l’enceinte (bass-reflex, chargé de pavillon, etc.), ainsi que les conditions atmosphériques et les diverses réflections (des murs par exemple) jouent un rôle très important pour la diffusion du son.
Pour l’exemple : Une enceinte qui est placée sur le sol dans un coin de la salle, sortira 3 à 5 dB de plus de pression acoustique que sur un pied d’enceinte en milieu de la salle ; ceci est dû aux réflexions diverses des murs et du sol qui s’ajoutent au son brut.
Mais ça permet quand même d’avoir une certaine idée de ce que peut faire (rendre) une chaîne audio.

Récapitulons

En doublant la puissance (exemple 4 enceintes au lieu de 2) on augmente de 3 dB.
Pour doubler la pression sonore (6dB) il faudra 4 fois plus de puissance.
En doublant la tension sur l’entrée d’un ampli (+6 dB), celui-ci quadruple sa puissance sortie.

Calculs amplificateur (1mV/10mV)

Réalisation d’une amplification de tension avec un montage emetteur commun
Amplification d’un signal alternatif de 1mV (In) et d’une fréquence de 100Hz le but est de retrouver en sortie un signal de même fréquence mais de 10mV en sortie (Out)
Le gain est alors de 10 G=Vs/Ve=0.010/0.001=10. J’ai utilisé un 2N2222 avec un gain de 175 pour un courant Ic de 2mA, le montage est en émetteur commun.

Réalisation de l’amplificateur:

Le but est de déterminer tous les éléments, pour arriver à avoir 10mV en sortie.

Modèle équivalent du montage:


On souhaite avoir un gain de 10 la tension en entrée est de 1mV et en sortie nous avons 10mV. On utilise le 2N2222
On calcul les points de repos, (on ce base en régime continu les condensateurs sont retirés)
Le gain s’exprime par la relation simplifié : Av=Béta*Ib*Rcb(Rce/non déterminé par la tension d’Early)
Donc, si nous voulons un gain Av=10 pour un courant Ic=2mA ce qui donne un gain de 175 cela nous donne
R1=(Av/(Béta*Ib))=10/(175*0.000011)=10/0.002=5000Ohms,la tension au point A est donc Vcc-R1*Ic=14-(5000*0.002)=4V.
Maintenant nous imposons arbitrairement une tension de 1V aux bornes de R4 soit R4=Ur4/Ie=1/0.002=500Ohms.
La tension Vbe est d’environ 0,6V (d’apres le datasheet), ce qui nous donne 1,6V au point B, d’après la formule du pont diviseur et si nous imposons arbitrairement une valeur de R2 de 1Kohm, nous avons une résistance R3 de 129Ohms.
Maintenant il faut calculer les condensateurs de découplage (voir => Calculs du condensateur de découplage
ce qui nous donne C1=87µF et C2=22µF (tous ces résultats sont des valeurs théoriques)

Pour une tension de 1mV efficace nous avons 1*racine 2=1,414V si on rajoute le gain de notre montage nous avons 10 fois 1,414V ce qui donne 14,14V crete, c’est bien ce que nous avons en sortie de notre montage à emetteur commun.

Dernière mise à jour le 11/11/2013

Présentation

Nous allons étudier la sortie de celui-ci. Comme il à été évoquer dans le paragraphe “Alimentation d’une led sans résistance de limitation de courant”, il serais judicieux de comprendre les risques.
La sortie du montage de l’amplificateur 010 est relié par l’intermédiaire d’un condensateur de 100µF.
Faisons un peu de math….

Tension aux bornes du condensateur
A la mise sous tension, la tension à la borne de l’émetteur du transistor 2N2907 est de 9V, et la tension à la borne de la base du transistor 2N2907 est de 8,5V (chute de tension Vbe). Dans ce cas le transistor est passant la chute de tension Vce étant faible et nous pouvons la négliger, la tension d’alimentation c’est-à-dire nos 9V se retrouve au borne du collecteur. Notre condensateur étant déchargé totalement il correspond à un fil (interrupteur fermé), cela veut dire que nous appliquons nos 9V directement sur notre led qui ne supporte environ 2,2V Aie !! elle ne va pas vivre longtemps. Une led est donc caractériser par une source de tension (2,2V) et une résistance dynamique. Voir Théories des diodes.

Essais d’une led
Le test consiste à alimenter une led sous une tension très réduite et de faire varier la tension pour observer la variation de courant. Cette variation de tension et de courant permettra de déterminer la résistance dynamique de notre led, on verra plus loin l’utilité.
Pour une led de 2,2V sous un courant de 10mA (nominal) et le test se fais sous une tension de 9V (signal rampe) R1=680 Ohms

En examinant la courbe tension courant, il est possible de déterminer la résistance dynamique qui correspond à la résistance interne de notre led.
Rz=(dU led/Di led)=(2,22-2,10)/(0.00628-0.000234)=20 Ohms.

Revenons à nous moutons !
À t=0 Uc(0+)=0V
U=Uc+Rz*Iled+Uled (avec Rz et Uled interne à la diode)
Or Ic=C(dUc/dt) et Ic=Iled alors : U=Uc+Rz*C(dUc/dt)+ Uled (équation du 1er degres)
9=Uc+0,002 (dUc/dt)+2,2
6,8=Uc+0,002 (dUc/dt) On résout l’équation sans second membre soit
0=Uc+0,002 (dUc/dt) Uc=k e(-t/RC)=k e(-t/0,002) avec k constante réelle quelconque

Il faut maintenant trouver une solution particulière :
Avec Uc’ Condition particulièfe Uc’=6,8
D’où
Uc(t)=k e(-t/0,002)+Uc’
Uc(t)=k e(-t/0,002)+6,8
A t=0sec et U(0+)=0V l’équation de Uc(t) se retrouve dans une configuration 0=k+6,8
On en déduit donc k=-6,8
L’expression de Uc(t)=6,8(1-e(-t/0,002)
En analysant la tenson Uc(t), et lorsque nous mettons le montage sous tension à t=0 la tension Uc(t)=6,8(1-1)=0V PAS DE CHUTE DE TENSION AUX BORNES DU CONDENSATEUR soit DANGER pour la LED. Effectivement en reprenant la loi des mailles:
U=Uc+U led
9=0+U led cela veut dire que U led = 9V (alors que celle-ci ne réclame que 2,2V pauvre led !!!)

Conclusion

Dernière mise à jour le 23/02/2014

Caractéristiques principales

Gain en tension : 10
Tension : 1VCC (Crête à crête)
Vin : 35mV
Technologies : AOP TL071

Présentation

Dans ce présent article nous allons analyser et démontrer à quoi sert un condensateur de découplage, cet article sert uniquement de base théorique, puis nous allons étudier plusieurs cas de figures et voir l’intérêt d’un condensateur de découplage. Avant de lire la suite je vous conseil de lire ce qui ce trouve juste en dessous ;-).
Pour mémoire un petit rappel :

En continu
Court-circuiter les sources de tension alternatives et ouvrir les sources de courant. Le condensateur en continu a une impédance qui tend vers l’infini , on se contentera de dire que l’impédance est grande, ce qui correspond à un interrupteur ouvert, les condensateurs sont donc représentés comme un interrupteur ouvert en continu.

En alternatif
Court-circuiter les sources de tension continue et ouvrir les sources de courant. Le condensateur en alternatif a une impédance qui tend vers zéro on se contentera de dire que l’impédance est nul, ce qui correspond à un interrupteur fermé, les condensateurs sont donc représentés comme un interrupteur fermé en alternatif.

Sans condensateur de découplage

Vous voyer des condensateurs?? moi non plus, mais avant de commencer dans le vif du sujet commençons par calculer le gain. Calcul du Gain (amplification) Voilà une chose primordiale, et on va s’attaquer directement au gain (Av) du montage pour débroussailler le terrain et voir plus clair pour la suite des exemples. Le signal en entrée (In) doit être amplifié avec un gain de 10 c’est-à-dire 10 fois la tension d’entrée, pour une tension par exemple de 707mV soit 1V en valeur max, on retrouve en sortie 7V et qui a une valeur max de 10V soit 20V crête à crête. Av=R4/R3=100000/10000=10. Vout=Vin*10
Pour calculer le gain du montage suffit de court-circuiter les sources de tension continue, comme nous montre le schéma 002, puisque ce qui nous interesse c’est le signal alternatif amplifier, je vous laise lire dans le paragraphe “Présentation” si vous avez manqué le début…


Le signal d’entrée est un signal de 1Vcc (crête à crête), qui correspond au signal In, ce signal est envoyé sur l’entrée inverseuse (E-) de notre AOP, la tension entre la patte inverseuse (E-) et la patte non inverseuse (E+) est nul, car il y’a la boucle de contre réaction formé avec R3 et R4, dans ce cas: Vd= E+-E-=0V ce qui en résulte que E+=E-. Or si on regarde le graph sur le schéma 001, on s’aperçoit que ce n’est pas le cas. La tension situé sur E- ne correspond pas à la tension en entrée (In) et cette tension présente une composante continue de 1V, comme si on avait décalé cette tension d’entrée vers le haut de +1V. Si on regarde maintenant la borne non inverseuse (E+), celle-ci comporte une tension continue de +5V, en effet à l’aide du pont diviseur de tension nous avons la moitié de la tension d’alimentation.
En ce qui concerne la sortie (Vout) elle sature…

Essayons de comprendre…


Il faut faire la part des choses dans un premier temps, occupons nous d’abord de la tension continue, et on élimine donc toutes les tensions alternatives en court-circuitant ces sources. L’entrée se retrouve comme le montre le schéma 003 à la masse, et si on applique le Théorème de Millman nous obtenons E-=(Vout*R3/(R3+R4)), Or E+=E- comme nous l‘avons expliqué précédemment, on obtient donc:
Vout=(E-(R3+R4))/R3=(5*(10000+100000))/10000=55V, or avoir une tension de 55V avec une alimentation de 10V de la magie doit surement être là !! bien évidement que non pas de magie est pas de saturation à 55V mais à 10V théorique (car en définitive l’AOP sature à environ 8V). Admettons qu’on continu de resté dans la théorie (j’aime bien ça d’ailleurs pas vous ?) Prenons maintenant Vout qui sature à 10V.
Mais !! si on passe la sortie (Vout) de 55V à 10V cela veut donc dire que la tension sur la borne E- n’est plus de 5V ??? Oui exactement. E-=(Vout*R3/(R3+R4))=(10*10000)/(10000+100000)=0,9V, tiens ça par exemple on retrouve la fameuse composante continue sur la patte (E-) !!! Il faudrait trouver un moyen qui empêche l’AOP de saturer, il faut donc trouver un moyen « d’isoler » l’alternatif du continu. Trouver un composant électronique qui permet de « laisser la patte d’entrée In en l’air », c’est comme si on déconnectait l’entrée…. Oui puisque comme nous l’avons dis lorsque nous résonnons uniquement en continu, nous somme dans l’obligation de court-circuiter les sources alternatives en l’occurrence l’entrée In est court-circuiter et se retrouve directement à la masse. Ainsi pour éviter ce court-circuit et de mettre directement l’entrée à la masse autant mettre un condensateur en voilà une bonne idée…
Attention : Quand je dis court-circuiter l’entrée In à la masse IL NE FAUT PAS LE FAIRE C’EST THEORIQUE, (lire l’aide mémoire situé dans le paragraphe « Présentation ». )

Avec condensateur de découplage

1er condensateur de découplage

(schéma 004)
Le schéma 004 montre un premier condensateur de découplage qui permet « d’empêcher » le passage de l’alternatif vers le continu, il joue le rôle de « barrière ».
Ca va quand même mieux par rapport à avant, bon la seul différence c‘est la sortie Vout, puis je ne suis pas parti de 0 mais de 300ms (je ne voudrais pas vous embêter concernant les régimes transitoires…).
Cette fois-ci, si on court-circuite la tension d’entrée (In) et que le condensateur jour le rôle d’un interrupteur ouvert en continu, nous avons la patte de la résistance R3 qui se retrouve en « l’air », théoriquement bien sûr mais en réalité aucun court-circuit n’existe bien évidement je me répète !!

Si on s’intéresse à la sortie Vout elle est amplifié c’est d’ailleurs ce que nous voulons amplifier de 10 (R4/R3), le problème c’est que maintenant l’alternance positive est écrêté, encore une chose que nous avons oublié de voir, c’est que la tension d’alimentation qui est comprise entre +10V et -10V nous pose problème, bon à vrai dire elle se situe environ entre 8,5V et -8,5V on admettra que ce sont les imperfections de notre TL071 ;-).

On aurait pus mettre un peu plus de tension qui alimente l’AOP pour permettre de laisser passé l’alternance positive sans qu’elle se fasse « sabré », mais à savoir si l’AOP est conçu pour obtenir une tension d’alimentation plus importante , ça c’est à vous de voir sur le datasheet et de choisir l’AOP que vous voulez mettre, encore une fois il existe des tonnes d’AOP sur le marché je ne fais que d’expliquer théoriquement le fonctionnement d’un seul AOP, et j’ai pris comme modèle le TL071 j’aurais pus aussi prendre un autre….
Revenons à nos moutons, il faut trouver un moyen d’éviter que la tension soit écrêter pour que celle-ci ce trouve entre le +10V et le -10V. Comme nous l’avons vue dans le paragraphe « Calcul du gain », l’alternance positive se retrouve à une valeur max de 10V (limite de la tension d’alimentation) et une alternance négative à -10V, or comme nous l’avons dis précédemment une composante continu est présente, et celle-ci entraine le déplacement du signal vers le haut de 5V, on se retrouve donc avec un signal transposé avec une valeur max de 15V et une valeur mini de 5V comme nous le montre le schéma 004, (la aussi se situe des imperfections voilà ce qui se passe en théorie !!!), on va donc changer la valeur de tension en entrée et mettre 35mV par exemple du moment que l’alternance positive ne soit pas proche des 8,5V essayer de retirer 2 à 3V, comme ça vous est tranquille on sais jamais si un moment donné on a une « hausse de tension ».

Pourquoi 35mV ?? Et pourquoi pas ?!!
Je n’ai pas mis 35mV au hasard, je vous explique, La tension max est de 8,5V je retire 3V (prenons large pour être tranquille), ce qui nous donne 5,5V sachant qu’il y’a une composante continu je retire 5V reste 0,5V, la dessus je divise par racine de 2 puisque les 0,5V corresponde à la valeur max de l’alternance positive et -0,5V pour l’alternance négative, et quand on divise par racine de 2 cela nous donne la coquette somme de 353mV Oui mais ce n’est pas terminé je re-divise (et oui encore une fois) par 10 pour retrouvé le signal d’entrée Vin qui est : Vin=(Vout/10)=0,353/10=35mV ouf !!! Enfin terminé.

Ah !! Voilà enfin des résultats proches de la théorie, vous voyer quand on se met dans des conditions correcte la théorie est proche de la pratique, même si parfois certaines personnes ne sont pas d’accord avec vous…

2ème condensateur de découplage

Nous avons maintenant solutionné la saturation de l’AOP essayons maintenant de supprimer cette composante continue de 5V.
En entrée notre signal In est de 35mV puis en sortie Vout notre signal qui comporte toujours cette fameuse composante continu de 5V. C’est normal puisque la tension E- se retrouve à 5V le signal va donc « onduler » autour de cette valeur. Il faut trouver un moyen « d’empêcher » cette composante continu de se retrouver en sortie et de pénétrer dans un montage électronique qui peut ce situé en aval causant d’autres problème.
Le schéma 006 montre un condensateur de découplage C2 qui permet d’isoler la tension de sortie vers le circuit électronique situé en aval, la résistance CH (charge) permet de simuler le montage électronique situé en aval.
Et bien voilà , si on regarde la tension en sortie Vout la composante continu est supprimé et nous avons un signal en sortie qui est 10 fois plus grand.

Comment calculer les condensateurs de découplage ?

Ah enfin bien sûr une bonne question la aussi , je n’ai pas mis les valeurs des condensateurs de découplage juste avant mais le schéma 007 nous les montrent.
Pour calculer un condensateur de découplage il faut ce mettre dans la « peau » du courant qui circule de l’entrée In jusque-à la sortie de l’AOP et non Vout oui vous avez il faut donc calculer l’impédance vue par le courant. En partant de In pour allez a Vout , ceci va nous déterminer le condensateur C1, et pareil pour calculer C2 on part de Vout pour aller à In.

Calcul de C1

On part du principe que nous commençons pas la tension d’entrée, dans ce cas on court-circuite la tension de sortie de l’AOP et non Vout attention voir le schéma 008.
Effectivement l’AOP reboucle sa sortie sur la bornes inverseuse il équilibre toujours sa sortie avec E- quand il fonctionne en régime linéaire .
Le montage devient alors comme celui-ci en version simplifié :

Le courant traverse le condensateur C1 puis ne peu pas rentrée dans la borne inverseuse puisque I+=I-=0A car l’entrée à une impédance très élevé, il va donc parcourir R3 puis R4 puis se rebouclé.
Je pense que vous avez remarquez qu’il s’agit d’un filtre passe bas on a tous les éléments pour calculer la valeur du condensateur C1, avec une fréquence de coupure (Fc) de 1Hz et en utilisant la célèbre formule Fc=1/(2*3,14*R*C) .
La valeur du condensateur C1 est de 1,44µF.

Calcul de C2

Le calcul du condensateur C2 dépend de l’impédance située en aval, et le calcul sera identique que C1

Présentation

Sans condensateur de découplage

Le signal d’entrée est un signal de 1VCC (crête à crête) , ce signal est envoyé sur l’entrée inverseuse de notre AOP, la tension entre la patte inverseuse et non inverseuse doit être nul (Vd=E+-E-=0V), ce qui n’est pas le cas!! Effectivement nous intercalons, un signal sinusoïdal sur la borne inverseuse et un signal continu sur la borne non inverseuse E+ n’est pas égale à E-, l’AOP n’est pas en mesure de faire correctement son travail… (c’est comme si je vous disais “fais-le, non fais le pas, fais-le non fais le pas, vous faites quoi? vous ne savez pas , moi non plus…) Il faut donc trouver un système électronique qui permet d’imposer E+=E- sur ces 2 bornes. (il faut être sûr de ce que vous allez faire!!!)

Avec condensateur de découplage

Cette fois-ci c’est bon !!, l’AOP comprend ce que nous lui demandons, car nous avons imposé une tension E+=E-, et il joue son rôle d’amplificateur. En résumé un condensateur de découplage a pour objectif de

bloquer un signal continu, pour un AOP il est important de mettre des condensateurs de découplages lorsque celui-ci travail avec de l’alternatif et du continu.

Analyses:

Synoptique A:

Nous mettons un signal de 40mV en entrée (IN) de 50Hz, l’impédance vue par le condensateur C1 est R1//R2

Dans ce cas de figure j’ai mis un condensateur de 16uF, pour avoir une fréquence de coupure de 100Hz, Or le gain de notre montage vue par le TL071 est de 100, ce qui veut dire que la tension de sortie est de 0.04*100=4V plus la composante continue de 6V soit 10V crête à crête heu… non?!! c’est pas ce que j’ai!! (d’après la synoptique A ce n’est pas le cas!!!).

Pourquoi?

Nous avons dimensionné le condensateur de découplage C1 pour une fréquence de coupure de 100Hz, et nous avons mis un signal de 50Hz, normal!!!le filtre passe haut prendra uniquement les fréquences supérieurs à 100Hz. En ce qui concerne le condensateur C2, lui permet d’empêcher la composante continue de passer.

Synoptique B:
Maintenant mettons 100Hz en pleine fréquence de coupure, nous voyons que le signal est bien égale à Ueff de 4V soit 10V Crête à crête puisque la valeur continue de 6V ce superpose

Le condensateur de découplage est donc très important!!!

Calculs du condensateur de découplage

Comment calculer un condensateur de découplage (ou de liaison)?
Pour déterminer un condensateur de découplage, il faut déjà connaître l’impédance de notre circuit électronique,
Le condensateur de liaison ce place en entrée du montage => il faut connaître l’impédance d’entrée.
Le condensateur de liaison ce place en sortie du montage => il faut connaître l’impédance de sortie.
Prenons un exemple (voir ci-dessous synoptique).

Remarque: Les valeurs des composants sont théoriques… et le condensateur de découplage en parallèle sur R4 n’est pas représenté.
Dans notre exemple, l’impédance d’entrée vue par la source (In) est de environ 150 Ohms, effectivement le théorème de Norton (que je vous invite à voir) nous démontre que l’impédance est égale à (R1//R2), soit 130 Ohms.

Quel valeur du condensateur à mettre?

Et oui!!, il s’agit d’un filtre passe haut, avec un fréquence de coupure (Fc) => Fc=1/(2*3,14*R*C).
Si, dans notre exemple R=130 Ohms et on va dire que la Fc est de 500Hz cela nous donne un condensateur de 2u4.
En ce qui concerne la sortie cela donne (R3//R4) soit une impédance de 85 Ohms soit un condensateur de 3u7 heu…?? mais une question ce condensateur va être “accouplé” sur quoi?
Admettons que l’entrée du prochain montage électronique a une impédance de 1M ohm, ce qui nous donne aussi 85 Ohms.
Impédance d’entrée=> 130 Ohms.
Impédance de sortie=> 85 Ohms.
En règle générale, la valeur d’un condensateur de liaison placé à l’entrée d’un montage audio est assez faible, comparativement à la valeur d’un condensateur de liaison placé sur une sortie. Cela se conçoit assez aisément : l’impédance d’une entrée est généralement élevée, alors que l’impédance de sortie est en général faible. La valeur du condensateur est choisie en fonction de cette impédance, de telle sorte que la fréquence de coupure du filtre (créé par le condensateur et l’impédance) ne gêne pas le passage des fréquences audio désirées.

Forum

Question:
Voila je ne saisi pas torp commemnt on “choisi” la valeur d’un condensateur de liaison, suivant l’impedance d’entrée ou de sorties, je crois que ca ce calcule peut être que je raconte n’importe quoi mais bon… Comment calculer ca ?
Réponses
Regarde la théorie des filtres RC passe bas ,Tu as ta capa de lisaion, et l’impédance de charge en sortie (ta “R” donc), Tu en déduis Fc = 1/ (2*Pi*R*C)

Documents