Julien
Comment les HP voient-ils le signal sur leurs bornes?
La tension Vout = Veff(RMS)=0,707V soit 2Vcac => P=(Vout²/R)=(0,707²/8)=0.06248W (RMS) c’est une valeur moyenne
Le courant Iout =Ieff(RMS)=Vout/R=0,707/8=0,088A (RMS)
Règle 1) La puissance crête à crête est égale à deux fois la puissance moyenne
=>Pcac=0,0622W*2 (RMS) et 0,125W RMS Crête
Watts moyens (puissance moyenne)
Si on multiplie des volts RMS par des ampères RMS, on obtient….. des watts moyens, c’est ce qu’on a vu ci-avant ce qui donne mathématiquement:
si on regarde le signal de puissance (puissance RMS) il y’a une puissance moyenne de 0,0625W notre HP “crach” 62mW en puissance.
Augmentons la puissance avec la même tension
Le faite de ponter 2 amplificateurs de même puissance, la tension aux bornes vue par le HP n’est plus de 0,707Veff(RMS), mais le double soit 1,414Veff (RMS) ce qui donne donc une puissance de:
=>P=Vout²/R=(1,414²/8)=0,25W (RMS)
soit:
=>Pcac=2*0,25=0,5W heu…. cela ne correspond à la courbe?non!! pourquoi?
Explications:
L’impédance vue par notre amplificateur n’est pas de 8 Ohms mais de 4 Ohms (par rapport à la masse)
Pour le 1er HP:
P=(Vout²/R)=(0,707²/4)=0,125W
Pour le 2éme HP:
P=(Vout²/R)=(0,707²/4)=0,125W
Ce qui donne donc pour l’ensemble et qui correspond au HP total 0,5W (puissance du 1er HP + puissance du 2ème HP il est vrai que c’est un schéma équivalent vue depuis l’amplificateur)
ce qui au final donne une puissance moyenne de 0,5W et en crête à crête nous donne:
=>Pcac=2*0,5=1W c’est bon!!!
En ce qui concerne le courant lui c’est le double (on divise par 2 l’impédance on multiplie par 2 le courant donc on multiplie par 4 la puissance)
Dernière mise à jour le 16/11/2014
Comment ça marche ?
Un optotriac permet d’isoler galvaniquement la partie puissance et la partie commande. Cependant l’optocoupleur Triac fait la même chose ais comporte un triac qui s’enclenche en fonction de la commande et de la détection du zéro de la sinusoïde, c’est la particularité du MOC3041M que nous allons étudier dans ce présent article.
Les optotriacs type MOC3041M, MOC3042M et MOC3043M, sont conçus pour être utilisés avec un comme interface des systèmes logique pour des équipements alimenté sous une tension de 115Vac. (relais, moteurs, électrovannes, appareils ménagers, etc… ).
Une entrée une sortie
Entrée (input LED)
L’entrée de l’optocoupleur Triac est disponible sur les broches (1) et (2), broche (3) non utilisé. La tension admissible sur la broche (1) et (2) est la tension admissible aux bornes de la diode, soit 1,3V typique et 1,5V Max, pour un courant de 30mA. Je tiens à signaler quand même une chose, pour que le donctionnement soit optimal, il est préférable d’avoir un courant proche des 30mA. Si vous utilisé en entrée une diode pour avoir un aperçu sur l’état de l’entrée lorsque cele-ci est activé, il est préférable d’utiliser des LEDs qui consomme un courant de 20mA.
Sortie (Output)
La sortie est pilotée par l’entrée, lorsque qu’une tension est présente à l’entrée du montage, le triac s’amorce (courant dans la gâchette présent). En absence de tension en entrée, il faut attendre la détection du zéro de la sinusoïde pour que le triac soit désamorcé.
La tension admissible aux bornes du triac est stipulée dans le document constructeur. Le MOC3041M admet une tension Vak (tension anode cathode) de 400Vrms. Il faut savoir que ce montage n’est pas fait pour alimenter directement une charge, et il faudra passer par un autre montage électronique pour alimenter la charge. Effectivement l’optocoupleur permet juste de faire la liaison entre l’étage de commande souvent commandé en une tension continue et de faire parvenir le signal continu sous une tension alternative.
L’exemple ci-dessous montre comment allumer une lampe avec une tension de 5V sous le réseau EDF (230V/50Hz).
Aperçu du fonctionnement par graphe
Les courbes ci-dessous, permettent de voir l’allure de la tension en sortie piloté par l’entrée.
La courbe à gauche montre les signaux alternatifs en sortie piloté par l’entrée. La courbe du milieu est un « zoom » sur le signal alternatif, et la courbe à droite montre les signaux d’entrée (tout ou rien) de couleur rouge. Ainsi lorsque la tension d’entrée est présente, la sortie reflet l’entrée en une tension alternative.
Schéma 001a
Le schéma électronique que je vous propose ci-dessous, perme d’alimenter une petit ampoule type Luciole. Le thyristor utilisé est un thyristor de la série MCR100.
Il a la particularité de s’amorcer pour un courant de gâchette très faible de l’ordre du micro-ampères, puis laisse passer un courant entre son anode et cathode de 800mA, ce qui est largement suffisant pour notre petite ampoule.
Une petite précision concenant la résistance R1. Effectivement comme vous pouvez le constater sur le schéma électronique, elle est de 1K. Les essais ont été réalisés à l’aide d’une pile de 9V, et si vous avez envie d’utiliser une alimentation de 5Vdc, une résistance R1 de 62 Ohms fera bien l’affaire.
Schéma 001b
Prototype 001a
Avant de se lancer dans le circuit imprimé, j’ai réalisé quelques testes sur une plaque d’expérimentation sans sourdure. Un petit transformateur une pile de 9V, et le tour est joué.
(Cliquez pour agrandir)
Prototype 001b
(Cliquez pour agrandir)
Circuit imprimé
Le circuit imprimé est utilisable pour les deux schéma (001a/001b).
Pour l’utilisation d’une ampoule de 10W, il suffit de supprimer la résistance R3* et mettre à la place un strap. (éviter de mettre ce strap coté piste vous risquerez de faire un jolie court-circuit ;-))
Composants
Typon au format PDF
Historiques
– 16/11/14
Ajout du schéma 001b et modification du shéma 001a (simple thyristor type MCR-100-8), Merci à Philippe.M de son retour.
– 08/11/14
Première mise à disposition.
Dernière mise à jour le 02/03/2014
Présentation
Il est parfois intéressant de connaître des composants qui permettent d’isoler la partie commande avec la partie puissance, le but ici est de voir le fonctionnement d’un optocoupleur type 4N27 de chez VISHAY.
Un optocoupleur est un dispositif composé de deux éléments électriquement indépendant, mais optiquement couplés, à l’intérieur d’une enveloppe, parfaitement étanche.
Pourquoi utiliser un optocoupleur ?
Le rôle d’un optocoupleur est soit d’assurer une isolation galvanique (aucune liaison électrique) entre deux systèmes électriques pour des utilisations diverses comme :
Interface pour la transmission de données.
Commande de structures Basse Tension (Secteur EDF).
Variation de puissance.
Soit de capter une information par le biais de la lumière :
Présence d’obstacles.
Suivi d’une ligne.
Les deux éléments constitutifs de ce dispositif sont à l’entrée, un photo-émetteur, dans le visible ou l’infrarouge, et à la sortie un photo-récepteur, photodiode ou le plus souvent phototransistor.
Caractéristiques
Les caractéristiques spécifiques d’un opto-coupleur sont principalement :
La tension d’isolement entrée-sortie (Isolation Surge Voltage : VISO).
Le courant d’entrée maximum (Forward Current : IF).
Le taux de transfert (Current Transfer Ratio : CTR).
Le courant maximum en sortie (Collector current : IC (dans le cas d’un photo-transistor)).
Le courant résiduel d’obscurité en fonctionnement (Collector –Base Dark Current : ICBO).
La puissance maximum que peut dissiper le boîtier (Total Device Power Dissipation : PD).
Optocoupleur 4n27
Entrée
L’entrée (Input) est alimenter en 9V et un potentiomètre RV1 permet de « jouer » sur le courant. Le potentiomètre RV1 permet de doser la quantité de courant qui circule dans la LED de l’optocoupleur, en vue de la faire travailler dans la zone la plus “linéaire” possible. D’après le datasheet, le courant que peut supporter la led (photo-émetteur) est de 60mA maxi, il est bien évident qu’il ne faut pas aller au-dessus de cette valeur,
Pour ma part j’ai choisi d’avoir un courant de 8mA, ce qui donne une chute de tension aux bornes du photo-émetteur d’environ 1,1V . Le potentiomètre RV1 étalonné à 600Ohms. Uled=(9-R1*I-UD1)=9-((400+500)*0,008)=1V (on va pas chipoter à 0,1V près…).
Sortie
Le courant en sortie de l’optocoupleur débite sur la résistance R2.
Pour un courant maxi Lorsque RV1 est proche de la source de tension, sa résistance est nul, seul la résistance R1 limite le courant,
I=(9/400)=22mA
RV1 étalonné à 600Ohms
Lorsque la résistance de RV1 est à 600Ohms le courant en entrée doit être autour de 8mA (théorique) nous avons en sortie environ 6mA à 8mA en sortie (théorique).
RV1 nul en résistance
Lorsque la résistance de RV1 est nul, le courant en entrée proche de 22mA (théorique) nous avons en sortie environ 16mA en sortie (théorique)
Conclusions
Si nous travaillons dans une zone linéaire, le courant en sortie est linéaire aussi, à quelques mA près.
Dernière mise à jour le 31/01/2016
Présentation
Le but de ces présents articles, est de montrer quelques exemples avec différents transistors MOSFET (Canal N et Canal P), et de donner quelques explications sur ces types de transistors.
Fonctionnement
La principale différence avec un transistor bipolaire se situe au niveau du circuit de commande (grille source) : celui-ci présente une impédance d’entrée quasiment infinie. Ce transistor est donc commandé en tension par VGS contrairement au bipolaire qui l’était en courant par le courant de base. Le principal avantage du transistor MOS est donc de pouvoir maintenir un état donné sans avoir à fournir de puissance (courant d’entrée nul). Ce composant est surtout utilisé en commutation que ce soit pour l’électronique de puissance ou pour la réalisation de circuit numérique. Le transistor MOS à canal N se commande avec une tension grille source positive (VGS >0) qui provoque la circulation d’un courant dans le sens drain source.(ID >0) Le transistor MOS à canal P se commande avec une tension VGS négative et le courant circule de la source vers le drain : ID négatif. Lorsque la tension VGS est nulle le courant de drain l’est aussi.
Câblage MOSFET canal-N / canal-P
MOSFET type BUK455 Canal-N
Prenons comme exemple un transistor MOSFET à Canal-N type BUK455, je pouvais utiliser un autre type de transistor MOSFET à canal N mais j’ai choisi de prendre celui-ci pour le plaisir.
Le transistor MOSFET à canal N doit être dirigé du côté ou le potentiel est le plus bas, c’est-à-dire que la source (l’arrire de la flèche doit être du côté du potentiel le plus bas)
Ce transistor MOSFET fonctionne avec une tension Vgs positive., en effet pour que le transistor devienne passant il faut que la tension Vgs soit positive.
Plus la tension Vgs sera positive et plus le MOSFET sera passant et le courant circulant dans le drain sera de plus en plus fort (interrupteur complétement fermé). Cas inverse , lorsque la tension Vgs sera proche de zéro il deviendra un interrupteur ouvert et le courant circulant dans le drain sera de plus en plus faible lorsque la tension Vgs diminuera.
MOSFET type 2SJ162 Canal-P
Le transistor MOSFET à canal P doit être dirigé du côté ou le potentiel est le plus haut, c’est-à-dire que la source (la tête de la flèche doit être du côté du potentiel le plus haut)
Ce transistor MOSFET fonctionne avec une tension Vgs négative, en effet pour que le transistor devienne passant il faut que la tension Vgs soit négative.
Plus la tension Vgs sera négative et plus le MOSFET sera passant et le courant circulant dans le drain sera de plus en plus fort (interrupteur complétement fermé). Cas inverse Lorsque la tension Vgs sera proche de zéro il deviendra un interrupteur ouvert et le courant circulant dans le drain sera de plus en plus faible lorsque la tension Vgs augmentera.
Fonctionnement canal N
Alimentation d’une led
Avec très peu de composants il est tout à fait possible d’alimenter une petite led de 2V qui consomme 10mA. Le transistor de type MOSFET est un composant qui ce « pilote » avec une tension de grille Vgs. En effet suite à une tension appliquée àentre la grille (G) et la source (S) permet de rendre passant le transistor MOSFET et un courant circule entre le drain (D) et la source.
Alimentation de 5 leds ?
Possible aussi mais respecter quand même le courant max que peut supporter le MOSFET que vous utiliser. Ici le BS107 à un courant dans le drain maxi de 150mA et des pointes de courant de 300mA sur des temps très court inférieur à l’heure ;-).
Variation lumineuse
Ce montage comme son nom l’indique permet de faire varier la luminosité de la led en « jouant » sur le potentiomètre RV1.
Fonctionnement canal P
Peut-on alimenter une led qui consomme 10mA sous 2V avec un transistor MOSFET qui accepte un courant de 14A ?
La réponse est oui, « qui peu le plus peu le moins …», prenons un MOSFET type IRF9530N et le datasheet de ce composant électronique
La ligne des abscisses (ligne horizontale) indique un courant min de 100mA, pour une tension Vgs min de -4,5V. Nous voilà bien embêté puisque le courant absorbé par la led est de 10mA….
Pour de faibles niveaux de la tension VDS, la caractéristique de sortie est linéaire : le transistor se comporte comme une résistance (R DS on).Sachant que le courant est très inférieur à 100mA, il suffit de regarder dans le datasheet, si le constructeur précise une résistance Rds(on), et bien la réponse est oui comme le montre le datasheet ci-dessous.
Nota : Quelque fois dans les catalogues constructeur (Datasheet), nous pouvons trouver pour des faibles courant Id une courbe qui représente Rds(on) en fonction du courant id.
Pour obtenir la chute de tension de tension Vds, il suffit de faire Vds=Iled*Rds(on)=0,010*0,2=0,002V, Soit 2mV. En effet avec un courant d’une dizaine de mA, la chute de tension est vraiment faible . Il en résulte que pour une tension Vgs de -4,5V et un courant de 10mA, le transistor IRF95030N est 100% passant et sa chute de tension Vds est nul. Avec le montage ci-dessous, nous pouvons alimenter cette petite led qui consomme tous juste 10mA, et une tension Vgs =-4,5V.
Quand on parle de puissance
Alimentation 50V/12V pour 5A
L’alimentation est en 50Vdc, et le récepteur (R4) lui fonctionne sous une tension de 12V pour 5A.
1er exemple :
Alimentation avec une tension Vgs=-6V, ce qui donne une tension Vds=2V pour un courant de 5A.
La puissance dissipée de notre IRF9530N est de P=U*I=2*5=10W. Le datasheet donne comme valeur R(ja)=65°C/W. Pour une puissance de 10W, nous avons ne résistance thermique de :
Rth(ja)=(Tj-Ta)/Pd=(175-25)/10=15°C/W !!!!
Le constructeur donne une valeur de Rth(ja)=65°C/W et nous avons par calcul Rth(ja)= 15°C/W il en résulte que la valeur par calcul est inférieur à la valeur du constructeur, obligation de mettre un radiateur puisque plus la valeur de la résistance thermique est inférieur à la valeur du constructeur et plus la chaleur dans le composants est importante.
La résistance thermique de l’ensemble est : Rth(ja)=15°C/W et Rth(jc)=1,9°C/W,
>la résistance thermique du radiateur doit être de: Rth(R)=Rth(ja)-Rth(jc)=15-1,9=13,1°C/W.
Conclusion :
Sans radiateur
Le transistor MOSFET sans radiateur et d’après la doc constructeur, ne peut que dissiper une puissance de :
Pd=(Tj-Ta)/Rth(ja)=(175-25)/65=2,3W.
Avec Radiateur
Puisque nous demandons un courant de 5A et une tension Vds de 2V la puissance que doit dissiper le transistor MOSFET est de 10W, cette puissance est égale à:
Pd=(Tj-Ta)/Rth(ja), nous avons calculé une résistance thermique de Rth=13,1°C/W en faisant Rth=(Tj-Ta)/Pd, un radiateur de résistance thermique inférieure conviendra aussi mais prendra plus de place, à vous de trouver le modèle mécanique qui convient à l’application envisagée.
Pmaxdissipée_souhaitée>Pmaxdissipable soit 10W>2,3W un radiateur est donc obligatoire!!! et grâce au radiateur nous pouvons dissiper une puissance beaucoup plus importante.
Les courbes d’un MOSFET
Lorsque nous consultons le datasheet, nous pouvons trouver des courbes qui expriment Id=f(Vgs), ce qui se traduit par le courant dans le drain en fonction de la tension Vgs. Lorsque nous regardons la courbe ci-dessus, celle-ci à une pente linéaire, puis arrive à un coude, pour arrivé à un seuil de saturation. Ce qu’il faut retenir c’est que lorsque nous nous situons sur la zone linéaire, le transistor MOSFET se comporte comme une résistance linéaire nommé Rds(on). Puis lorsque nous dépassons ce régime linéaire, et que nous passons dans la portion après le coude nous somme en régime saturé et le transistor MOSFET ne « joue » plus le rôle de résistance linéaire.
Exemples
Prenons le cas ou nous avons une tension d’alimentation de 10V et que nous désirons alimenter sous une charge R qui absorbe un courant de 5A. Pour cet exemple j’utilise un transistor MOSFET type IRF520 (canal N). Lorsque la tension Vgs=0V, le transistor MOSFET est bloqué (Off) (interrupteur ouvert), pas de courant qui circule du drain à la source, il en résulte que toute la tension d’alimentation se situe à ses bornes Vds=10V. Maintenant lorsque le transistor est saturé Vds=0V cela veut dire que la tension Vgs est plus importante, et un courant circule du drain à la source et ce même courant sera limité par la résistance R.
Utilisons un transistor MOSFET type IRF520, et prenons le cas ou une charge absorbe un courant de 5A sous une tension de 10V. Si le transistor est saturé, R=(Vcc/I)=10/5=2 ohms, et lorsque Vgs=0 Vds=10V, nous pouvons donc représenter comme le montre la figure ci-dessous la fameuse droite de charge en rouge .
Zone Ohmique (zone linéaire) détermine Rds(on)
Continuons l’exemple ci-dessus pour comprendre le rôle de la zone Ohmique, et prenons le cas ou nous décidons de faire varier le courant dans la charge. En reprenant l’exemple précédent, pour obtenir un courant de 5A, vous remarqué que la droite de charge ne « coupe » pas la portion linéaire de la courbe de Vgs, il est donc impossible d’obtenir 5A avec ce type de charge, à moins d’augmenter la tension d’alimentation pour avoir une droite de charge beaucoup plus horizontal.
Remarque:
Nous pouvons obtenir un courant de 3A maxi lorsque Vgs=15V, traçons la pente de la tension Vgs (courbe orange ci-dessous) ce qui donne une pente d’environ 0,15 ohms.. tiens! le constructeur donne Rds (on)=0,2 ohms avec l’arrondi cela fait l’affaire !! vous l’avez compris c’est cette pente qui détermine Rds(on) (Rds(on)=d Vds/did)(pour Vgs=15V).
Revenons à nos moutons, la droite de charge à été tracé en rouge maintenant il ne reste plus qu’à simuler notre petit montage électronique. Pour obtenir un courant de 3A, d’après le datasheet il faudrait une tension Vgs= 15V pour une chute de tension de Vds=0,45V.
Que-ce que vous en pensez ? hum !! nous sommes loin du compte d’après les mesures.
Bon essayons cette fois-ci d’après la droite de charge (en bleu) et au croisement toujours pour un courant de 2,6A , pour Vgs=5V soit une chute de tension aux bornes de Vds=0,7V.
Alors là c’est encore pire !!!
Je veux mieux comprend le phénomène !!!
Ah !! Vous êtes intéressés et bien moi aussi !!
1er point :
Le document constructeur permet d’avoir un ordre de grandeur sur les mesures de notre composant, je dis bien un ordre de grandeur puisque il serait impossible d’obtenir avec une centaine de composants de même type la même courbe identique aux documents constructeur (datasheet). Tenez prenez pour exemple un achat d’un paquet de pâtes, et disons que notre balance arrive à mesurer au milligramme près. Pensez-vous vraiment que deux paquets de pâtes seront identiques ? Peut-être qu’il en manque une ?! à vrai dire mais je n’ose vraiment pas les compter…
Et bien ceci est pareil pour le document constructeur. le constructeur ne fera pas pour chaque composants un datasheet.
2ème points :
La simulation ? Voyez-vous encore une autre chose à évoquer, c’est la simulation. Bien évidement celle-ci n’est pas aussi précis qu’un datasheet, mais montre visuellement le fonctionnement du composant et comme celui-ci ce comporte. Là encore nous voyons que de Vgs=15V à Vgs=5V le courant baisse sur le datasheet, et nous voyons la même chose par simulation, ce qui est déjà pas mal !!
Datasheet donne 3A – Simulation donne 4,24A
Puis
Datasheet donne 2,6A – Simulation donne 2,25A
Nous avons quand même une différnece et cela nous ne pouvons pas dire le contraire, je pense que cela reste une erreur raisonnable, mais pourquoi pas apporter une explication de ce phénomène ?
>
Explication :
Dans un 1er temps 2 générateur de tension (Vgs et Vds) et une sonde de courant (Id), et en voici la courbe.
Je trouve cette courbe très ressemblante vous ne trouvez pas ? Enfin nous pouvons dire que pour ce composant nous avons créé notre propore datasheet, et nous verrons plus loin les différents points de mesures.
- Vgs=7V Id=3,75A
Reprenons cette courbe et traçons comme précédemment et d’une façon identique la droite de charge en rouge, puis en bleu l’intersection, et on observe une tension Vds=2,59V, un courant id=3,75A, et Vgs=7V. Si on regarde le montage ci-dessous on voit que les résultats sont proche (attention à l’incertitude du tracé)
- Vgs=5V Id=2,25A
Regardons maintenant pour une tension Vgs=5V nous obtenons un courant de 2,25A Vds=5,41V. Alors vérifions-le par simulation.
On peut donc en déduire que la courbe, plus précisément notre propore « datasheet » a une correspondance exacte. Cette façon de faire comme ce que nous avons réalisés précédemment mais en utilisant nos documents nous voyons que les mesures sont 100% justes, ce qui n’était pas le cas avec les documents constructeurs. Encore une fois et j’insiste, ces documents permettent d’avoir un ordre de grandeur sur les mesures si maintenant on fait les même tests sur du réel il faudrait faire le lien entre nos mesures en réel et le datasheet du constructeur. On pourrait d’ailleurs faire la même chose que la simulation, c’est-à-dire de créer aussi notre propre datasheet mais cette fois-ci en réel !!
Conclusion
Sur ces courbes, nous avons pris les deux valeurs extrêmes avec un Vgs différents, et vous pouvez voir que le transistor atteint c’est limite au niveau de la zone linéaire et va passer sur la portion ou il sature, on peu donc dire qu’il va jouer le rôle de générateur de courant constant si la tension d’alimentation augmente.
Pour que le transistor fonctionne en zone ohmique, il faut que la tension Vds soit inférieur à 1V, puis en fonction de la droite de charge nous pouvons déterminer le point e fonctionnement du montage qui nous détermine le courant Id, c’est d’ailleurs ce courant imposé par le transistor MOSFET qui va imposé les potentiels coté source et coté drain.
Si nous souhaitons que le transistor MOSFET joue le rôle de générateur de courant constant, il faut que la tension Vds soit supérieur à 2V.
Théories MOSFET
Dans ces exemples nous allons essayer de comprendre le fonctionnement d’un MOSFET à canal N et canal P pour ceux qui ne connaissent pas.
4 essais seront effectués pour comprendre le fonctionnement d’un MOSFET .
MOSFET CANAL N
La patte g (grille) reliée à une source, la patte s (source) reliée à la masse.
pour 0V:
Vg=0V -Vs=0V => Ur1=0V
pour -5V:
Vg=-5 –Vs=0V =>Ur1=0V (tension Vgs négatif)
pour 5V:
Vg=5 –Vs=0V =>Ur1=10V (tension Vgs positive) doit être supérieur à Vgson
pour 15V:
Vg=15 –Vs=0V =>Ur1=10V (tension Vgs positive)
On remarques dans ces exemples que la tension de 15V rend passant le MOSFET on en conclu que Vgs doit ce trouver positif.
La tension de commande s’appelle Vgs, car c’est la tension entre la Grille et la Source. Le transistor devient passant si elle atteint au moins Vgson, soit souvent environ 4V ou -4V.
Si la pointe est dirigée vers la Grille la tension doit être positive (Canal N).
Vg-Vs => doit être positif
MOSFET CANAL P
La patte g (grille) reliée à une source, la patte s (source) reliée à la source générale.
pour 0V:
Vg=0V -Vs=10V => Ur1=10V (tension Vgs négatif)
pour -5V:
Vg=-5 –Vs=10V =>Ur1=10V (tension Vgs négatif)
pour 5V:
Vg=5 –Vs=10V =>Ur1=10V (tension Vgs négative)
pour 15V:
Vg=15 –Vs=10V =>Ur1=0V (tension Vgs positive)
On remarques dans ces exemples que la tension rend passant le MOSFET lorsque Vgs négatif, on en conclu que Vgs doit ce trouver négatif.
La tension de commande s’appelle Vgs, car c’est la tension entre la Grille et la Source. Le transistor devient passant si elle atteint au moins Vgson, soit souvent environ 4V ou -4V.
Si la pointe est dirigée dans le sens opposé, la tension doit être négative (Canal P).
Vg-Vs => doit être négatif
Dernière mise à jour le 20/07/2014
Présentation
Ce présent article explique les calculs (calculs simple), sur le fonctionnement d’un montage Darlington, puis, je donnerais quelques exemples avec différents montages électronique et l’utilisation d’un montage Darlington. Le montage Darlington est un montage qui à pour but d’augmenter le gain. Les exemples seront fais sur des transistors 2N2222A (boitier métallique).
Alimentation d’une led 20mA sous 10V
Ce montage électronique n’utilise pas un montage Darlington, mais simplement un transistor type 2N2222A (boitier métallique).
La base est alimentée sous une tension de 5Vdc et la led elle doit être alimentée sous une tension d’environ 2V ce qui donne :
R1=(U-Uled)/Iled=(10-2)/0,020=400 Ohms,
En ce qui concerne la résistance au niveau de la base du transistor, celle-ci doit être de 2200 Ohms oui !!car, le courant de base ce calcul par Ib=Ic/béta et en régime saturé lorsque le transistor est 100% passant le gain est de 10 ce qui donne Ib=0,02/10=0,002.
Ainsi R2 est égale à R2=(5-Vbe)/Ib=(5-0,6)/0,002=2200 Ohms.
Exemple 1
De la même façon mais cette fois-ci en utilisant le gain du transistor, la tension aux bornes du transistor 2N2222A en l’occurrence Vce admet une tension maxi de 40V, nous avons de la marge…
Si nous voulons utiliser le transistor en mode non saturer c’est-à-dire quand le transistor n’est pas passant à 100%, alors dans ce cas il faut faire appel au gain du transistor, (ce que montre l’exemple 1 est l’inverse puisque nous somme en régime saturé 100% passant et le gain est très faible), il en résulte que nous allons trouver une tension aux bornes de Vce supérieure à la tension de saturation. (Vce>Vce sat).
Pour un courant de 20mA le gain est situé à 200 pour un transistor 2N2222A, ce qui donne:
Ib=Ic/béta=0,02/200=100µA,
Le courant dans la résistance R1=(U-Uled-5)/0,02=(10-2-5)/0,02=150 Ohms,Puis R2=(5-Vbe)/0,000100=44000 Ohms.
Exemple 2
Montage Darlington
Imaginons que nous souhaitons commander cette résistance avec un courant Ic (courant du collecteur) de 20mA, or le courant de base lui est très très petit de l’ordre du nA (nano). Il serais impossible avec un tel courant d’obtenir 20mA pour alimenter cette led.
Mettons donc deux transistors comme le montre le schéma électronique ci-dessous:
Exemple 3
C’est ce qu’on appel un montage Darlington. Les deux transistors sont identiques, nous savons que pour un courant 20mA le gain est de 200, or la formule Ib=Ic/béta est remplacé par Ib=Ic/(béta*béta).
Pour un courant Ic=20mA nous avons Ib=0,02/(200*200)=500nA soit 0,5µA, la résistance R1=(10-Uled)/0,020=400 Ohms, et R2=(5-0,7-0,7)/0,000000500=7200000 Ohms !!! Ce qui serait intéressant c’est de regarder le courant qui se situe dans les deux transistors, comme le montre l’exemple ci-dessous:
Exemple 4
Les calculs sont simples encore une fois, le courant Ic=20mA et le courant de base Ib=500µA. Prenons un cas purement théorique, et supposons que le courant Ic ce divise en deux, une partie de ce courant circule dans Q1, et l’autre partie de ce courant circule dans Q2, il en résulte que nous avons 10mA dans Q1 et 10mA dans Q2. Or pour un courant de 10mA dans Q2, nous avons un gain d’environ 195, ce qui donne un courant de base de 0,5µA soit Ic1(dansQ1)=Béta*Ib=0,000000500*195=97,5µA et non 10mA !!!, et Ic2(dans Q2)=Ic1*195=0,0000975*195=0,019 soit 20mA et non 10mA !!!, Tiens d’ailleurs c’est les résultats à quelque chose près sur ci-dessus.
Exemple 5
Ic=40mA
Pour un courant Ic=40mA et divisons le total par deux pour obtenir Ic1=20mA et Ic2=20mA comme dis précédemment Ib= Ic/(B*B)=0,04/(200*200)=1µA encore très petit. Pour le premier transistor, le gain est de 200 soit Ic1=0,000001*200=0,2mA et pour Ic2 le gain est aussi de 200 soit Ic2=0,0002*200=0,04. Il en résulte que tous le courant passent dans Q2 et un très faible courant circule dans Q1.
Exemple 6
Ic=0,6A
Prenons un courant de 0,6A qu’on re-divise par deux (on dira qu’il y’a 0,3A dans Q1 et 0,3A dans Q2), pour un courant de 0,3A le gain est d’environ 125 ce qui donne Ib=Ic/(B*B)=38,4µA, soit Ic1=0,0000384*125=4,8mA et Ic2=0,0048*125=0,6A, il en résulte que il y’aura environ 4,8mA dans Q1 et 0,6A dans Q2 !! Attention quand même puisque le 2N2222 ne supporte que Ic=0,7A maxi, il serait plus judicieux de mettre un autre transistor type « TIP », ce n’est pas un jeu de mot je parle par exemple du TIP122 ou autres transistor squi peuvent supporte jusqu’à 5A au niveau du collecteur, avec des très faible courant sur la base, les transistor Darlington ont eux des Gains très grand, je vous laisse consulter leur datasheet.
Présentation
Le principe de cet article est de comprendre et de savoir à quoi sert une bobine de lissage de courant. Une bobine a une inertie, car elle est sensible aux changements de courant. Contrairement au condensateur qui lui est en parallèle la bobine, celle-ci est en série, tout le courant utilisé passe par la bobine qui doit être dimensionnée en conséquence. La bobine agit en stabilisant le courant. C’est un montage moins courant en 50Hz car il faut des bobines monstrueuses, mais toutes les alimentations à découpage stabilisent avec un circuit L-C, cela réduit très bien les hautes fréquences du découpage, ce qu’un condensateur chimique fait mal par sa construction bobinée.
Principe
Pour 50Hz
Pour une tension redressé, et stabilisé à 10V, un montage électronique permet de « hacher» la tension continue, c’est le principe du hacheur, pour une fréquence de 50Hz le courant qui circule dans la résistance R1 est haché et avec une forme en créneaux. Avec un tel système, si par exemple on décide d’alimenter un moteur à courant continu, celui-ci va avoir des à-coups de couple, puisque le courant s’annule toute les 10ms. La valeur moyenne du courant peut se calculer sur une période de 20ms, et sa valeur moyenne serait donc de 5mA.
Mise en place d’une bobine L1 à une fréquence de 50Hz
Comme dis précédemment pour obtenir une valeur moyenne de 5mA et que le courant ne s’annule pas, il faut que la bobine L1 ondule autour de cette valeur moyenne et si possible avec une chute de tension de 1V par exemple. Si la chute de tension est de 1V tension aux bornes de la résistance R1 serais de 10V-1V soit 9V ce qui donne une valeur moyenne de 4,5V. Mais en ce qui concerne le courant il faut appliquer la célèbre formule UL=L*di/dt. di= Imax-Imini, et dt la période ou le courant varie en l’occurrence pour notre exemple il est de 20ms. Fixons arbitrairement une valeur Imax=0,005 et Imini=0,0045, la valeur moyenne est bien de 5V (0,0055+0,0045)/2=0,005, di=0,5mA, ainsi on en déduit la valeur de la bobine qu’il faut rajouter en série pour obtenir un courant d’une valeur moyenne de 5mA soit L=(1*0,020)/0,0005=40H !!!! Vous allez me dire est ce que ça existe ? Surement mais la bobine doit être monstrueuse…. Alors comment faire la réponse se situe à la ligne suivante.
Comment faire ?
Pour un signal de 50Hz et une inductance de 40H nous avons vue que le maximum et le minimum se situe bien entre 5,5mA et 4,5mA, oui mais en ce qui concerne l’inductance de 40H une telle bobine serais surdimensionnée.
Pour 1KHz
Augmentons la fréquence à 1Khz ce qui donne une période de 1ms soit dt=1ms et ne changeons rien concernant le Imax et Imini gardons les mêmes résultats ce qui donne :
L=(1*0,001)/0,0005=2H c’est déjà mieux mais encore un peu élevé.
Pour 10Khz
Cette fois-ci pour une fréquence de 10Khz, la période est de 100µS, on recommence ce qui donne :
L=(1*0,0001)/0,0005=200mH
Pour 100Khz
Et enfin pour une fréquence de 100Khz la période est de 10µS ce qui donne :
L=(1*0,00001)/0,0005=20mH
Dernière mise à jour le 04/06/2016
Présentation
Les principaux capteurs de température utilisés en électronique sont basés sur la loi de variation de la résistance électrique en fonction de la température.
Principales caractéristiques
Les principales caractéristiques de ces capteurs sont : Précision, Linéarité, Valeur nominale pour une température donnée (à 25 °C), Temps de réponse (en s), Sensibilité ou coefficient de température (variation de la résistance en fonction de la température), Étendue ou gamme de mesure (température min. et max. d’utilisation), Durée de vie, Stabilité (variation des différents paramètres dans le temps), Encombrement, coût, puissance.
Classification
On distingue deux types de thermistances : les CTN et les CTP mais il existe aussi les CCTPN.
CTN
Les CTN (Coefficient de Température Négatif, en anglais NTC, Negative Temperature Coefficient) sont des thermistances dont la résistance diminue de façon uniforme quand la température augmente et vice-versa.
R=R0*exp B (1/T-1/T0)
R est la résistance (en ohms) du capteur à la température cherchée (en Kelvin);
T est une température où la résistance R est déjà connue, proche de la température T cherchée ;
R0 est la résistance annoncée à une température de référence T0 (souvent 25 °C) ;
Petit rappel:
1°C => 274,15 Kelvin.
Les CTN sont fabriquées à base d’oxydes de métaux de transition (manganèse, cobalt, cuivre et nickel). Ces oxydes sont semi-conducteurs. Les CTN peuvent être utilisées dans une large plage de températures, de −200 °C à + 1 000 °C, et elles sont disponibles en différentes versions : perles de verre, disques, barreaux, pastilles, rondelles, puces etc. Les résistances nominales vont de quelques ohms à une centaine de kOhms. Le temps de réponse dépend du volume de matériau utilisé. Les CTN sont utilisées pour les mesures et le contrôle de la température, la limitation d’impulsions transitoires, la mesure de flux de liquides.C’est probablement possible théoriquement que les CTN peuvent être utilisées entre -200°C et 1000°C, mais en pratique il y a une enveloppe et elle ne tiendra certainement pas. Dans ce domaine un tel composant, même si les technologies évoluent n’iraient jusqu’à cette température .
Aux température voisines de l’ambiante jusqu’à 150°C -> thermistance.
de 150°C à->450°C sonde platine
de 450°C -> 1600°C thermocouple dont le type varie avec la plage d’utilisation.
La règle est suivante, au-de-là de 500°C, toujours employer un thermocouple certes moins précis mais plus fiables. En dessous de 500°C utiliser une sonde platine, qui donne de bonnes précisions.
Même aux températures ambiantes, les sonde platine qui est moins sensible qu’une thermistance mais beaucoup plus fidèle dans le temps. L’ennui c’est qu’elles sont beaucoup plus chères et demandent une chaîne de mesure plus compliquée.
Autre rappel :
Le degré Celsius est une échelle centésimale définie à partir de points remarquables : température de solidification et d’ébullition de l’eau dans les conditions normales de pression. Finalement ce n’est pas une grandeur mesurable mais repérable, ça n’a pas de sens de dire qu’une température de 40°C est deux fois plus chaude qu’une température de 20°C, pourtant on le dit souvent (même moi je le fais).
En fait la notion de température est directement liée à l’agitation thermique des particules qui constituent la matière, c’est une énergie de vibration, elle peut donc être exprimée en joules.
0 K -> pas d’agitation thermique, c’est le zéro absolu.
A partir de là il faut faire un lien entre énergie et température en Kelvin, on a définie une constante de proportionnalité de telle sorte que l’écart entre de température entre 1 °C et 1 K soit le même. C’est pour cela que l’on obtient 273,15K pour 0°C. Les gens qui utilisent les °F utilisent une autre définition des températures absolues en K. Dans tous les cas l’échelle de température en K est une grandeur mesurable, en effet quand la température double l’énergie double…
Vous pouvez regarder les explications sur le web, Wikipédia par exemple, mais les explications ne sont pas toujours très claires et souvent peu pédagogiques, il suffit pour vous de regarder les quelques lignes sur la théorie cinétique des gaz. Il est introduit une constante kB(Constante de Boltzmann), c’est cette constante qui a été choisie pour que l’écart en °C soit égal à l’écart en K(Enfin presque). Ce qui n’est pas détaillé c’est que Ec représente l’énergie de vibration d’une particule (atome par exemple). Imaginez une masse suspendue à un ressort qui oscille.Si l’atome oscille dans une seule direction, Ec = 1/2xkBxT. Mais comme il y a 3 possibilité de se déplacer dans l’espace, l’énergie sera pour un atome Ec = 3/2xkBxT. C’est finalement tout simple. Compliquons un peu les choses, si on a affaire à une molécule sans symétrie, il y a trois possibilités de rotations en plus Ec = 6/2xkBxT. Si on prend une molécule d’hydrogène(molécule diatomique), il n’y a que deux possibilités de rotation Ec= 5/2xKxBxT.
L’histoire des sciences et la démarche intellectuelle des scientifiques, peu nous en apprendre bien plus que les grandes théories, les équations qui sont en fait que des outils malheureusement pas toujours bien employés.
Pour en revenir au capteurs de températures pour des températures comprises entre -50°C et +1800°C. Quand on donne leurs caractéristiques, on trouve des plages d’utilisation bien plus large que la réalité. La raison, c’est que la plupart des capteurs sont confinés mécaniquement dans une enveloppe qui ne résiste pas toujours aux chocs thermiques. Une règle simple et efficace , ne jamais faire rougir l’enveloppe. Par exemple au-de-là de 550°C utiliser plus les sondes platines qui pourtant devraient tenir jusqu’à 800°C. Il est possible de le faire mais il faut les changer trop souvent, même pas la semaine pour les modèles utilisés.
Il faut savoir que la technologie évolue vite mais que les composants de haut de gamme on souvent des prix prohibitifs, à éviter pour les particuliers et même pour les industriels.
CTP
Les CTP (Coefficient de Température Positif, en anglais PTC, Positive Temperature Coefficient) sont des thermistances dont la résistance augmente avec la température. On distingue les thermo-résistances (augmentation continue et régulière de la résistance avec la température, voir ci-dessus) des CTP dont la valeur augmente fortement avec la température dans une plage de température limitée (typiquement entre 0 °C et 100 °C).
Pour ces dernières, il y a deux types principaux :
- CTP fabriquées à base de titanate de baryum. Leur valeur augmente brutalement dans un domaine étroit de température, puis diminue progressivement au-delà de cette zone. Elles sont comme les CTN, disponibles en différentes variantes et valeurs, et sont plutôt utilisées comme capteurs.
- CTP polymère-carbone. Leur valeur augmente aussi brutalement dans un domaine de température étroit, mais sans diminution au-delà. Elles sont principalement utilisées comme fusibles réarmables.
Les CTP peuvent être utilisées :
- Comme détecteur de température, pour protéger des composants (moteurs, transformateurs) contre une élévation excessive de la température ;
- Comme protection contre des surintensités (fusible réarmable) ;
- Comme détecteur de niveau de liquide : la température de la CTP et donc sa résistance, sera différente lorsque le capteur est dans l’air ou plongé dans un liquide.
Allô les mathématiques ?!!
Ayant récupéré dans le fond de plusieurs tiroirs des thermistances de type CTN, j’ai fais plusieurs teste en utilisant la formule qui a été énoncé dans le paragraphe CTN, je me suis dans le calcul pour trouver la température ambiante dans la pièce.
Dans un premier temps, j’ai connecté la thermistance en série avec un résistance de 10KOhms, cela tombe bien la thermistance est de 10kOhms, je peut donc avoir un pont diviseur de tension qui donne :
Vtcn=U*(Rt1/(Rt1+R1) (avec U tension de la pile 9V).
J’étais très pressé de mesuré la tension aux bornes de la thermistance qui augmentais au fur et à mesure… Après quelques minutes, histoire d’attendre que le système électronique ce stabilise, j’ai donc fait cette mesure avec comme valeur Vctn=4,93V. Intéressant comme valeur vous trouvez pas ??!
A partir de là, j’ai donc pris ma petite calculatrice et déterminé la valeur de la résistance Rt1 (thermistance), qui à été calculé à partir de du pont diviseur cité précédemment. Après plusieurs manipulation
>mathématique je me retrouve avec une formule comme :
Rt1=(-Vtcn*R1)/(Vtcn-U)=(-4,93*10000)/(4,93-9)=12kOhms environ..
Reprenons la formule R=R0*exp B (1/T-1/T0), j’ai de la chance, le fabricant de cette thermistance à donné la valeur de a constante B qui est égale à 4100Kelvin, puis je connais la valeur à 25°C qui est de 10KOhms.
Cela veut donc dire que :
R=12KOhms ;
R0=10KOhms ;
B=4100 Kelvin ;
T0=25°C ;
Bon et bien si nous manipulons encore une fois cette formule on retombe à une équation du type :
1/T=([Ln (R/R0)]/B)+(1/T0)=([Ln (12000/10000)]/15)+(1/25)=0,052.
D’où T=1/0,052=19.2°C
La formule devient:
R=10000 e[15(1/T- 0,04)]
ah !!! Et bien en voilà une de bonne nouvelle nul besoin de mettre du chauffage!!
Historiques
04/06/16
– Un grand merci Merci Gilles.B pour ses explications concernant les thermistances
25/10/14
– Première mise à disposition.
Dernière mise à jour le 21/09/2013
Présentation
Il existe de nombreuses familles de composants électroniques dont la désignation contient le mot diode et tous ces composants sont réalisés aujourd’hui le plus souvent autour d’une jonction P-N.
Sans précision supplémentaire, ce mot désigne un dipôle qui ne laisse passer le courant électrique que dans un sens. Ce dipôle est aussi appelé diode de redressement car il est utilisé pour réaliser les redresseurs qui permettent de transformer le courant alternatif en courant continu.
Fonctionnement
Prenons une diode de type 1N4148 et faisons un montage.
D’après le datasheet pour un courant de 15mA à 25°C, nous avons une chute de tension dans la diode D1 de 0,6V (environ). La résistance de limitation de courant qui doit être mis en série est donc de 560Ohms (théorique) 560 Ohms normalisé.
Paramètres essentiels des diodes
En fonction de l’application considérée, on s’intéressera à certains paramètres des diodes plutôt qu’à d’autres. Certains paramètres ne sont pas spécifiés pour tous les types de diodes, sauf les suivants qui sont incontournables :
- VF : tension de coude de la diode spécifiée à un courant direct donné.
- IF : courant direct permanent admissible par la diode à la température maxi de fonctionnement.
- IFSM : courant temporaire de surcharge (régime impulsionnel). En général, pour un courant de surcharge donné, le constructeur spécifie l’amplitude des impulsions, leur durée, le rapport cyclique, et dans certains cas, le nombre maxi d’impulsions qu’on peut appliquer.
- VR : c’est la tension inverse maxi admissible par la diode (avant l’avalanche).
- IR : c’est le courant inverse de la diode. Il est spécifié à une tension inverse donnée, et pour plusieurs températures (généralement 25°C et Tmax). Ce courant n’est pas seulement celui dû aux porteurs minoritaires. Il provient aussi des courants parasites à la surface de la puce (le silicium est passivé par oxydation, et il peut subsister des impuretés qui vont permettre le passage de faibles courants). Le boitier d’encapsulation de la puce de silicium est aussi source de fuites.
Ces symboles sont ceux généralement employés par les différents constructeurs, mais il peut y avoir des variantes, et il est toujours sage de se reporter à la documentation du constructeur pour savoir comment sont spécifiés les paramètres, et à quoi ils correspondent exactement.
Qu’est ce qu’une résistance dynamique ou statique?
La résistance dynamique est une résistance interne à la diode nous pouvons représenter la diode D1 par un générateur de thévenin. Avec UD la tension de seuil qui varie en fonction du courant qui la parcourt et RD sa résistance interne.
Le calcul de la résistance interne ce calcul de la façon suivante
En faisant varier mon courant de 0 à 20mA (suffisant pour calculer Rd) à l’aide d’un montage rhéostatique et on relève la tension et le courant avec des oscilloscopes.
Remarque : l’échelle de gauche représente la tension en mV et l’échelle de droite le courant en mA
Mesure de la résistance dynamique :
L’oscilloscope nous montre que le courant évolue linéairement tandis que la tension elle évolue exponentiellement. Prenons deux point de la courbe 1er point : environ 770mV (lu sur l’oscilloscope)pour un courant de 2mA (environ) 2ème point : environ 700mV (lu sur l’oscilloscope)pour un courant de 15mA (environ) Le rapport (dU/dI) correspond à notre résistance dynamique soit Rd=(0,770-0,700)/(0.015-0.002)=5 Ohms résistance faible Ud=Rd*Id+Uo avec U0 la tension pour I environ 0A (dans notre exemple Id =2mA)
Pour 10mA
Pour un courant de 10mA la chute de tension aux bornes de notre diode D1 est de : Ud=(5*0.01)+0,700=0,75V La résistance limitant le courant dans la diode est donc : R1=(Ud/Id)-Rd=[(9-0,75)/0.01]-5=820 Ohms
Pour 20mA
Pour un courant de 20mA la chute de tension aux bornes de notre diode D1 est de : Ud=(5*0.02)+0,700=0,8V La résistance limitant le courant dans la diode est donc : R1=(Ud/Id)-Rd=[(9-0,8)/0.02]-5=405Ohms 390 Ohms normalisé Nous somme pas à 0,02V près….
Pour 1mA
Pour un courant de 1mA la chute de tension aux bornes de notre diode D1 est de : Ud=(5*0.001)+0,700=0,705V La résistance limitant le courant dans la diode est donc : R1=(Ud/Id)-Rd=[(9-0,705)/0.001]-5=8290Ohms 8,2KOhms normalisé nous sommes pas à 0,05V près….
